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具有正反馈和负反馈的放大器
CHARLES P. BOEGLI (Product Planning Manager, Bendix Corporation, Cincinnati, Ohio)
Audio, April 1961, Vol 45, No. 4

与普遍持有的看法相反,这位作者发现阴极耦合反相器(“长尾对”)引入了大量失真。 通过将这一级包括在负反馈回路中,他获得了异常低失真的放大器。

   几年前,作者发表了两篇关于利用整体负反馈和内部正反馈设计和构造音频放大器的文章1。 许多读者构建了这些放大器,总体结果是满意的。

   那些对这些放大器的细节感兴趣的人应该参考原始文章。 电路遇到了一些困难,其中主要是:

  1. 输出变压器不是为它的操作方式而设计的。
  2. 输出变压器次级为小直流。 地面以上的潜力。
  3. 反相器(放大器的第一级)未包含在负反馈环路中,因此该级引入的失真在输出中并未减弱。

   两个放大器都使用普通的输出变压器,次级以不同寻常的方式连接。 扬声器线路连接到次级的 0 欧姆和 16 欧姆抽头,4 欧姆抽头接地(用于交流),以便从用于不平衡操作的变压器中提取平衡输出。 输出变压器经过仔细指定,那些有勇无谋地用其他变压器构建放大器的人通常要付出不稳定或振荡的代价。 一段时间以来,一个变压器工作良好而另一个变压器工作不佳的原因仍然是个谜,但人们认为绕组两端和地之间的不平衡电容可能是罪魁祸首。

   通过将次级端直接连接到驱动管的阴极,可以获得 100% 的负反馈。 内部正反馈从每个驱动器板带到另一个驱动器的网格。 驱动器的偏置是通过在输出变压器次级的中心抽头(即 4 欧姆抽头)和地之间插入一个旁路电阻器来获得的,这样整个次级都处于直流状态。 电位等于驱动器阴极上的偏压。 如果扬声器线与放大器的底盘短路,偏置就会受到干扰,通常会发生振荡。 尽管如此,扬声器线路通常不接地,这并没有被证明是一个很大的缺点。

   反相器未包含在负反馈回路中,因为希望最大限度地减少回路中的级数。 阴极耦合逆变器(“长尾对”)用于逆变。 由于退化,该电路被广泛认为是非常线性的,因此将其放置在负反馈环路之外预计不会导致失真显着增加。

   尽管放大器的性能非常好,但事实证明失真比预期的要高一些。 由于唯一真正的失真源可能是反相器,因此对长尾对进行了详细研究,结果在某些方面令人惊讶:

  1. 如果增益定义为板到板的总输出除以网格到网格的输入,则长尾对的增益与在可比条件下运行的单管的增益相同。
  2. 因为大直流电。 管阴极处的电压,输出信号在失真变得过大之前在幅度上有所限制。
  3. 该级的失真曲线具有无退化电路的典型形状,表明线性度没有因退化而有所改善。

   现在可以肯定,反相器是放大器失真的主要来源。 为了减少这种失真,反相器必须包含在负反馈环路中,但不知道一个级周围的正反馈会对早期阶段产生的失真产生什么影响。 这种知识的缺乏,再加上当某些组件发生微小变化时想要解释放大器中出现的不稳定性的愿望,表明需要进一步研究使用组合正反馈和负反馈的放大器。

   现在已经对这些电路进行了相当彻底的研究。 本文详细介绍了已完成的工作并描述了由此产生的改进放大器。

负-正反馈放大器分析

   图 1 是使用整体负反馈和内部正反馈的通用放大器的框图。 可以假定每个放大器块由任意数量的级组成,并且通常可以将指定增益和反馈因子的术语 G 和 β 视为复变量。

 

图 1. 具有整体负反馈和内部正反馈的放大器。

   简单分析一下,电路的放大是:

(1)

在本例中,β2 是正反馈,β1 是负反馈; 当值代入方程式时。 (1),必须使用适当的符号(+ 表示正反馈,- 表示负反馈。)

   在习惯分析这类放大器时,认为调整正反馈使G2β2=+1.0,这样如果去掉负反馈,G2代表的级只是振荡。 将G2 β2=+1.0代入式(1),得表达式为:

(2)

如果增益为无穷大,这就是普通反馈放大器将获得的结果。

   正反馈对每一级引入的失真的影响可以通过假设在各个级的输出端注入一个干扰电压δ,并通过类似于用于获得的分析来找到在同一点产生的电压来找到 当量。 (1). 得到以下结果:

  1. 对于在 G1 或 G3 的输出端引入的干扰 δ,在同一点产生的电压为:


    如果调整 G2ß2 使其刚好等于 +1.0,此表达式将简化为 –δ,表明除了在带来正反馈的阶段之外的任何地方引入的失真都被完全消除。
  2. 对于在 G2 的输出端引入的扰动 δ,会在相同大小的点产生一个电压:


    如果调整 G2ß2 使其刚好等于 +1.0,则此表达式变为:


    当它被添加到注入的扰动 δ 时,总和为:


    这表示在没有正反馈的情况下失真减少了一个等于环路增益的因子。 即使在使用正反馈时,环路增益也应尽可能高,因为以这种方式减少了引入正反馈的阶段中出现的失真。

   关于方程式的一个非常有趣的观察。 (1) 可以立即制作。假设内部反馈网络实际上是这样安排的,使得 G2ß2=+1.0 在从零到无穷大的所有频率上。等式(1)然后理想地简化为等式。 (2);也就是说,总体增益完全独立于单个 G(即使它们可能是复数)并且只是负反馈特性的倒数。然而,ß1 可以在极宽的频率范围内保持恒定;当然,如果需要的话,可以降低到零频率,也可以提高到无线电频率。然后应该有可能从整个放大器获得平坦和水平的响应,即使使用内部级,特别是输出变压器,特性非常差。除非 ß1 变为零,否则不会出现不稳定问题,正如我们所见,它的频率可能比音频工作中感兴趣的频率高得多。当然,在这样的频率下,可以采取相当激烈的措施来确保稳定性。

   不幸的是,在很宽的频率范围内使 G2ß2=+1.0 的问题本身似乎无法解决。 无论采取多大的预防措施,由于电极间和杂散电容,G2 都会在高频下下降; 实际上,这种下降有时会发生在被认为对音频作品感兴趣的频率上。 在低端,很可能通过传导反馈将 G2ß2=+1.0 保持在直流。 然而,尝试的结果相当奇特。

   使 G2ß2=+1.0 具有使 G2 代表的阶段振荡的效果(在没有其他因素的情况下),因此该阶段可以暂时认为是宽带未调谐振荡器。 现在,将 G2ß2=+1.0 保持为直流的效果。 是将振荡范围向下扩展到直流; 也就是说,舞台不仅是交流电。 还有一个直流电 振荡器。 直流电 振荡器,通过扩展 a.c. 的定义。 振荡器,是一种会产生直流电的设备。 电压没有外部输入。 实验表明,这正是传导性正反馈和直流电所发生的情况。 然后使该级饱和的电压导致它无法有效放大交流电。 信号。

   例如,图 2 显示了一个典型的包含正反馈的推挽级。

 

图 2. 具有正反馈的推挽阶段。

它与多谐振荡器的相似性立即显而易见。 事实上,唯一的区别是正反馈是在振荡刚开始的时候控制的,而在多谐振荡器中,正反馈被扩展到直流。 通过消除阻塞电容器,该级实际上变成了一个完全不能通过交流电的触发器电路。 信号。

   当然,推论是在所有实际情况下,G2ß2 必须在低频和高频处下降,变得小于 +1.0。 因此必须研究频率响应 od G2 与 a.c. 正反馈,以便可以控制此响应以防止末级放大器不稳定。

具有积极反馈的阶段

考虑一个带正反馈的放大器(图 3),让 ß 在频率从零到无穷大时保持不变,而 G 在频率 ω1=1/T1 以下和另一个频率 ω2=1/T2 以上每倍频程下降 6dB。 那么 ß 可以被认为是一个真实的数量,同时:

(3)

T 是时间常数,s 是拉普拉斯变换参数。

 

图 3. 具有正反馈的放大器。

通过普通的反馈分析,闭环传递函数为:

(4)

我们现在进行以下替换:T2=T、T1=aT 和 Gß=K,这会转换方程式。 (4)、将分母展开后,得:

在考虑正反馈的通常情况下,K 约为 1.0,a 远大于 1,因此作为近似值:

(5)

为了找到响应曲线的形状,用 jω 代替 s,并计算所得表达式的大小。 结果是:

(6)

其中B=(1-K)。 由于用于扩增的表达,Eq。 (6),只包含B2,用-B代替+B不变; 也就是说,如果 K 为 0.95 或 1.05,响应将相同。 两种情况下的相移不同这一事实在本研究中无关紧要。

现在,当 μ≠0 时,放大倍数为 Eq. (6),当表达式的分母变为零时接近无穷大。 为了找到 B 在某个频率下使放大达到无穷大所必须具有的值,我们将分母设置为零并获得:

仅当 B=0 或 μ2=1/a 时为实数且为正。

换句话说,当围绕放大器引入正反馈并进行调整以使振荡刚刚开始时,该振荡发生在位于放大器两个时间常数所表示的那些频率的几何平均值处的单个频率处。 因此,通常被认为是宽带未调谐振荡器的东西实际上是调谐振荡器。 等式(2)来自等式。 (1) 通过代入 G2ß2=+1.0。 现在很明显,这种情况以及由此得出的结论只能在交流电中以单一频率存在。 放大器,除非 ß2= ß2(jω)=1/G2(jω) 对于不止一个频率。

图 4 显示了调整正反馈以使 K=1.0 的典型放大器的响应曲线形状。

 

图 4. 有和没有正反馈的单级响应。

响应上升:

并爱上:

在每倍频程 6dB 的情况下,几何平均数区域除外,在该区域增益上升到无穷大并且斜率因此增加。

   可以看出,如果放大器传递函数具有不同的形状,例如每端的响应每倍频程下降 12dB,则正反馈响应保持不受影响,但相对增益为 1.0 附近的区域除外。 因此,不可能通过改变放大器的传递函数来显着改变响应的形状。

   如果考虑另一种情况,其中放大器从零频率到无穷大频率是平坦的,并且反馈因子以与第一个示例中为放大器假设的相同方式下降,除了高于 1/ 的区域外,总体响应没有变化 T2 及以下 1/T1。 曲线的重要部分再次保持不变。

   这些都是有价值的财产。 通过正确使用它们,可以设计出具有负反馈和正反馈的放大器,与单独使用负反馈相比,它显示出更高的稳定性和更低的失真。 这种放大器的开发背后的逻辑将在下一节中介绍。

通用放大器设计

   在包括输出变压器在内的整个单元负反馈的三级放大器中,如果该频率的环路增益等于或大于1.0,则在环路相移为180度的某个频率处肯定会发生振荡。 这种放大器的设计问题一直是如何控制频率极端处的响应,使得当相移为 180 度时环路增益小于 1.0。 这可以通过多种方式实现。 一种是引入相位校正网络。 另一种方法是错开各级的时间常数,使其中两个在极端频率下变得平坦,而第三个对低频和高频的响应逐渐下降(每倍频程 6dB)。 以这种方式,相移可以保持在 90 度,直到环路增益小于 1.0。

   第一种方法的缺点是音频放大器的响应容易取决于负载的性质,因此固定相位校正网络可能对一个负载工作良好,但无法防止另一个负载的振荡。 并非所有扬声器都相同。 然而,第二种方法可用于产生在任何先前指定的负载范围内完全稳定的放大器。 正反馈是将第二种方法应用于放大器设计的理想方式。

   具有整体负反馈和内部正反馈的完全稳定的音频放大器的实际设计步骤是:

  1. 构建了至少具有三级(输入、驱动器和输出)的放大器。 整个负反馈环路闭合,并调整环路增益(通过控制其中一个级的增益),直到放大器在最差负载连接到输出端时没有表现出不稳定的迹象。 该负载通常由一个大小合适的电阻器和一个与放大器使用中可能遇到的大电容器并联的电阻器组成。
    在稳定这个放大器时,可以使用少量的网络相位校正,但即使没有它,放大器也不应该振荡。 当高频峰值不再高于 2dB 时,可以认为稳定性是足够的。
  2. 正反馈回路现已闭合,反馈网络的时间常数受到控制,使高频峰值保持不高于 2dB。 (关于高频峰值的说明也适用于低频峰值)。 在这些条件下,放大器的稳定性必然不亚于单独使用负反馈时的稳定性。

   当为了防止第1步不稳定而调整环路增益时,一般会发现最后的环路增益很小。 实际上,如果开环放大器的最大高音压降为每倍频程18dB,则可能表明在高频峰值超过2dB之前,环路增益一般不能超过1.8。 具有两级以上的完全稳定的反馈放大器通常必须具有非常低的环路增益。 这对放大器的增益没有限制,因为如果 G 是开环放大器的增益,ß 是反馈因子,则环路增益为 Gß,而增益为:

   因此,如果Gß固定,那么通过调整G仍然可以得到A的任意值。例如,如果环路增益设置为1.8,则整体增益将为0.36G。 如果总增益为 25,G 必须设置为 70 左右。有了这样一个完全稳定的负反馈放大器,在各个阶段引入的失真显然只会减少少量(在示例中,通过 2.8 倍)。 通过相反的推理,可以得出这样的结论:具有高环路增益并且其中失真被带到低值的负反馈放大器往往是不稳定的。

   从图 4 的典型响应曲线可以明显看出,正反馈的引入现在不需要引起额外的不稳定性。响应中每倍频程 6dB 的斜率对应于 90 度的相移,这不足以引起振荡。 因此,为了控制正反馈以防止整个放大器不稳定,简单地说,正反馈环路的相对增益必须在负反馈放大器的响应刚刚开始上升的点处为 1.0,因为 相移。

   迄今为止所做的工作表明,早期放大器电路不稳定困难的原因在于未能控制正反馈网络的高频截止点。 这个困难可能已经通过各种权宜之计解决了,但逆变器失真的问题仍然存在。

实用放大器设计

   结合负反馈和正反馈的放大器有许多可能的设计。 在继续设计电路之前,设计者必须制定基本规则,根据他自己的经验和研究,这些规则会导致他认为良好的性能。

   对于要描述的放大器,基本规则是:

  1. 输出级应该是推挽式的。
  2. 输出管应由阴极跟随器驱动。
  3. 输出变压器次级应单端操作。
  4. 反馈应该完全通过电阻网络来实现。
  5. 放大器的性能不应受到负载或信号源阻抗的合理变化的影响。

   除了规则 4 之外,大多数这些规则的原因都很明显。 规则 4 的原因是反馈放大器对反馈连接中引入的失真非常敏感。 当反馈从输出变压器返回到输入管的阴极时,栅极-阴极电压的非线性表现为放大器输出的失真。 正是出于这个原因,本放大器将反馈与电阻网络中的输入信号结合起来。

   使用这些标准,作者根据图 6 的电路图构建了图 5 所示的放大器。

 

图 5. 放大器后视图。

 

图 6. 50 瓦功率放大器。

   输出级由分布式负载电路中的推挽式固定偏置 6CA7 和 Triad HSM-189 25 瓦输出变压器组成。 6CA7 的栅极直接耦合到 12AT7 的阴极,固定偏压施加到 12AT7 的栅极。 由于允许的电网电阻较低,这种连接消除了 6CA7 所需的大型耦合电容器。 它还减少了相位逆变器上的负载,使其能够以最小的失真运行。

   反相器是一对长尾,直接耦合到前面的放大器。 阳极跟随器反馈从两个来源带到放大器的电网:来自输出变压器的负反馈,次级通过 1 兆欧精密电阻,以及通过分流在放大器两端的 5 兆欧控制的 0.047-mfd 电容器的正反馈 反相器板。 与放大器输入栅极串联的精密 40000 欧姆电阻完善了反馈网络。

   信号源阻抗变化对反馈的影响由位于两个反馈环路之外的阴极跟随器输入级消除。 阴极电阻器返回到经过良好过滤的负电压而不是接地,这允许使用大阴极电阻器并最大限度地减少该级的失真。

   正反馈最初是通过断开负反馈环路并调整 5 兆欧姆控制直到放大器-反相器组合开始振荡来设置的。 一个按钮开关将一个霓虹灯从逆变器的一个板连接到另一个板,同时断开输出管,以防止在调整正反馈期间损坏它们和扬声器。

   实验电路在输出管阴极电路中使用 50 欧姆控制来实现阴极电流平衡。 永久插入电路的两个 100-ma 仪表有助于平衡。 固定偏置控制允许 6CA7 阴极电流在大约 20 到 60 毫安之间变化。

   除了正反馈之外,在任何放大器级中都没有特别努力来实现高增益。 相反; 单端放大器阴极电阻上没有旁路电容器可确保低增益。

   电源是传统的,使用具有最小 R-C 滤波的 5V4 整流器。 负固定偏置电压通过硅整流器和 R-C 滤波器从电源变压器上的 70 伏抽头获得。 已发现有必要对 C- 进行滤波,以最大限度地减少放大器输出中的嗡嗡声。

放大器调整和性能

当正反馈控制居中(导致零正反馈)并且负反馈回路闭合时,低和高水平响应的测量显示没有高频峰值的证据。 按下断开输出级并将霓虹灯插入电路的按钮开关,调整正反馈控制,直到霓虹灯指示连接的正反馈级在振荡。 松开按钮,输出管在每个 50 毫安时保持平衡,放大器投入使用一个月以确保所有级都适当老化和稳定。 在此期间之后,对放大器进行了一系列测试以确定其质量。

电子管互换性

   放大器的前三级直接耦合。 人们可能会担心管子更换对这些阶段性能的影响。 第一个 12AT7,包括阴极跟随器和第一放大器,处于最敏感的位置。 在这个位置尝试了一系列七个随机选择的 12AT7,并检查了逆变器板电压。

发现板电压的变化小于±15伏特。 其中五个电子管的初始正反馈设置是正确的; 对其余两个进行极小的调整就足够了。 显然,在灵敏输入位置容纳各种12AT7电子管在放大器的能力范围内。

在阴极跟随驱动器位置尝试了同一系列的管子。 输出管电流只有轻微的变化; 通过调整偏置电位器可以很容易地纠正它们。

值得注意的是,该放大器在输出插座中使用 6L6、5881 和 350B 电子管时运行良好。 最大功率输出为。 但是,减少了。 需要对偏压控制进行相当大的调整才能使用这些管实现推荐的阴极电流。

频率响应

   放大器对 16 欧姆电阻负载的响应是在 4 瓦和 16 瓦时测得的。 得到的曲线如图 7 所示。它们表明在输出端连接一个 0.022μF 电容器的影响可以忽略不计。

 

图 7. 放大器的响应。

   输入电容器(图 6 中的 C1)故意引入了大约 10 cps 的响应下降。 如果没有这个电容器,放大器往往会保持对直流的平坦响应。 由于输出变压器无法处理极低的频率,放大器往往会严重过载。 在引入此电容器之前,由于 33 1/3 rpm 记录中的微小偏心,输出管板电流的异常大的变化会导致。

失真

   rms 和互调失真(60 和 3000 cps,4:1)在低电平下无法测量。 如图 8 所示,它在 52 rms 瓦特的功率输出下上升到百分之一。

 

图 8. 放大器的 RMS 和互调失真(60 和 3000 cps,4:1)。

   可见,功放的输出功率受限于输出管而不是输出变压器。 由于输出变压器的额定功率为 25 瓦,放大器的频率响应无疑在 50 瓦输出时受到很大限制。

   在家庭使用中,放大器仅在异常瞬变期间才需要提供的功率水平是否需要宽频率响应,这是每个人都必须自己回答的问题。 无论如何,如果需要,可以通过用更大的输出变压器代替指定变压器来改善 50 瓦频率响应。

嗡嗡声和噪音

   输入短路时,扬声器端子处的嗡嗡声和噪音总计为 0.01 伏(=6x10-6 瓦)。 这种噪声的相当一部分是由 C 电源贡献的,它可能可以被更好地过滤。 然而,即使使用本电路,在距离高效扬声器两英尺的地方也听不见嗡嗡声。

输出阻抗

   与这种类型的放大器一样,输出阻抗在可听范围内约为零欧姆。 无限阻尼系数通过防止拖尾和不需要的扬声器纸盆移动来提高响应的清洁度。

灵敏度

   1.1 伏的输入信号驱动放大器输出 50 瓦,输入增益控制全开。

听力测试

   迄今为止,已有十几个挑剔的听众进行了听力测试。 虽然测试是分开进行的,但大多数听众都用“透明”这个词来形容再现。 必须听到放大器才能欣赏各种乐器在重现的管弦乐声音中脱颖而出的效果。

零件清单

R1     250,000-ohm potentiometer

R2     22,000 ohms, ½ watt

R3     40,000 ohms, 5 watt, wire wound

R4     220,000 ohms, ½ watt

R5     6800 ohms, ½ watt

R6     1 megohm, ½ watt

R7     150,000 ohms, ½ watt

R8     5-megohm potentiometer

R9, R10      330,000 ohms, ½ watt

R11, R12    1 megohm, ½ watt

R13   12,000 ohms, ½ watt

R14   25,000-ohm potentiometer

R15   47,000 ohms, ½ watt

R16, R17    15,000 ohms, ½ watt

R18   50-ohm potentiometer

R19   1 megohm, 1 watt, deposited film

R20, R21, R22     27,000 ohms, 2 watt

R23   1000 ohms, 1 watt

R24   4700 ohms, ½ watt

C1     .047 μF, 400 V

C2     0.33 μF, 400 V

C3, C4        0.1 μF, 600 V

C5     .047 μF, 400 V

C6, C7, C8  40/30/30 μF, 475 WV

C9, C10, C11       20 μF, 150 WV

V1, V2, V3 12AT7

V4, V5        6CA7

V6     5V4

CR    diode, 200 PIV min., ½ amp (Sarkes-Tarzian F-2 or equiv.)

T1     output transformer, 6600 ohms to voice coil, triad HSM-186

T2     power transformer, 700 V CT, 150 mA 70 V tap, Triad HSM-241

M      0-100 mA meter

SW    d.p.d.t. switch, spring return

NE    nE-10 neon bulb


1 Boegli, Charles, A 35-watt “Infinite-Feedback” Audio Amplifier, Radio and Television News, July 1954, p. 39.

Boegli, Charles, A 13-watt All-Triode “Infinite-Feedback” Amplifier, Radio and Television News, November 1955, p. 68.