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El "88-50": un amplificador de 50 vatios de baja distorsión

Audio, January, 1958, Vol. 42, No. 1 (Successor to RADIO, Est. 1917).
(Audio, enero de 1958, vol. 42, N ° 1 (Sucesor de RADIO, Est. 1917).)

W. I. HEATH and G. R. WOODVILLE

Con una distorsión armónica de menos del 0,5% en la mayor parte del espectro de audio, este amplificador de 50 vatios es de construcción comparativamente simple y solo requiere un cuidado normal en el cableado.

   Para los amplificadores de audio de potencia media, el tubo de salida KT66 se hizo muy conocido con el amplificador Williamson, y su reputación de confiabilidad lo ha hecho muy buscado en los amplificadores de alta fidelidad "listos para usar", así como en los de construcción casera. kits.

   Del mismo establo sigue ahora un nuevo tubo, el KT88, un pentodo con una disipación de placa a pantalla más alta de 40 vatios y una conductancia mutua más alta de 11 mA por voltio (11.000 microohmios).

   El KT88 hace posible el uso de técnicas de circuitos familiares para construir amplificadores de audio que brinden la mayor potencia de salida necesaria para manejar los "picos" en la reproducción de alta fidelidad en el hogar o para equipos de megafonía. Esta salida más alta se puede obtener sin utilizar una tensión de placa superior a la disponible en los componentes estándar. El KT88 logra esto en virtud de su impedancia de placa más baja. Por ejemplo, con polarización catódica, se pueden obtener 30 vatios de potencia de salida con un suministro de placa de solo 375 voltios, en comparación con los 425 voltios requeridos por el KT66. La potencia máxima que se puede obtener con polarización catódica de un par de KT88 es un poco más de 50 vatios con una tensión de alimentación de 500 voltios. Este artículo describe el diseño y la construcción de dicho amplificador; un segundo artículo dará detalles similares de un preamplificador coincidente. Se muestran juntos en la Fig.1.


Fig. 1. Vista externa del amplificador y preamplificador descrito por el autor. Esta entrega cubre solo el amplificador de potencia de 50 vatios.

   El amplificador completo, el "88-50" ha sido diseñado para brindar un alto rendimiento y una gama completa de instalaciones de entrada y control sin redes complicadas o componentes inusuales. Por lo tanto, es razonablemente económico de construir. Con su preamplificador, se reproducirá desde cualquier fuente de programa, como sintonizador de radio, captador de fonógrafo magnético o de cristal, micrófono o directamente desde un cabezal de reproducción de cinta magnética. Un interruptor giratorio selecciona el circuito de entrada requerido y al mismo tiempo ajusta la sensibilidad y la corrección de frecuencia a la característica de reproducción requerida. El preamplificador está separado del amplificador de potencia y está conectado a él mediante un cable flexible. Sus controles incluyen un control de sonoridad, un control de presencia y un control de pendiente de agudos, todos ellos continuamente variables con una posición plana alrededor de la mitad. Un interruptor de oblea preselecciona la frecuencia en la que opera el control de pendiente de agudos. Para evitar uno de los mayores gremlins de los aparatos de alta fidelidad, se incorpora en el preamplificador un filtro de ruido que utiliza un circuito atractivo y simple.

El amplificador de potencia

   El circuito del amplificador de potencia se muestra en la Fig. 2. Se conecta un par de KT88 en una etapa de salida ultralineal. Son accionados por un triodo doble push-pull (B329 / 12AU7) que tiene una impedancia de placa baja. Un triodo doble de alta ganancia (B339 / 12AX7) actúa como primera etapa y divisor de fase. La retroalimentación general de 22 dB proporciona una baja distorsión y un buen factor de amortiguación. La sensibilidad de entrada del amplificador de potencia es de aproximadamente 0,5 volr rms para una salida de 50 vatios. Un rectificador U52 / 5U4G proporciona el suministro de placa de 500 voltios y un termistor protege los condensadores de suavizado electrolítico contra voltaje excesivo durante el período de calentamiento. El hecho de que todos los circuitos de placas estén en pares push-pull permite reducir al mínimo el ablandamiento de la alimentación de placas, con la consiguiente economía de componentes.


Fig. 2. Esquema completo del amplificador de potencia.

   La conexión ultra-lineal para tetrodos y pentodos de salida se ha vuelto bien conocida en los últimos años por su capacidad para proporcionar la potencia de salida de los pentodos a un nivel de distorsión tan bajo como, o incluso menor, que los triodos. Como se verá en la figura 2, las rejillas de la pantalla se conectan a los devanados primarios del transformador de salida de modo que el voltaje de la señal de audio en cada pantalla sea una fracción del voltaje de la señal en la placa correspondiente. La relación de vueltas de la pantalla a la placa puede variar entre un 20% y un poco más del 40% para obtener resultados satisfactorios. Sin embargo, para evitar la inestabilidad a frecuencias muy altas cuando se aplica retroalimentación, el transformador de salida debe tener un acoplamiento estrecho entre las diversas secciones, y esto es más fácil de lograr con una relación de vueltas de pantalla a placa de alrededor del 40 por ciento, es decir, cada la mitad del primario se aprovecha al 40% (relación de vueltas) del Bt. fin. El circuito ultralineal proporciona una impedancia de salida baja, aproximadamente igual a la carga y, por lo tanto, se puede obtener fácilmente con retroalimentación un buen factor de amortiguación.

   La etapa del controlador de doble triodo push-pull proporciona un impulso simétrico a la etapa de salida y evita un funcionamiento desequilibrado incluso cuando la corriente de la red fluye durante la sobrecarga. El B329 / 12AU7 se seleccionó para la etapa del controlador debido a su baja impedancia de placa, alrededor de 10,000 ohmios. Esto asegura que el cambio de fase debido a la capacitancia de entrada de la etapa de salida se mueva a frecuencias superiores a 50.000 cps. Combinado con la simetría del circuito, esto ayuda enormemente a garantizar la ausencia de inestabilidad de alta frecuencia cuando se aplica retroalimentación en general.

   Un triodo doble de alta ganancia en la primera etapa (B339 / 12AX7) proporciona autoequilibrio en el circuito inversor de fase y una sensibilidad general adecuada después de aplicar la retroalimentación.

Circuitos de equilibrio

   La señal push-pull en las placas de la etapa del inversor de fase se equilibra en aproximadamente un 2 por ciento, siempre que las resistencias de 1 megaohmio R8 y R9 sean iguales. Se puede obtener un equilibrio más perfecto si R9 es aproximadamente un 2% más alto en valor que R8, sin que el valor real sea importante. Si hay un medidor de comparación disponible, un buen compromiso es usar resistencias de tolerancia del 5 por ciento, haciendo que R9 sea el que tenga el valor más alto. Los condensadores estabilizadores C5 y C6 también deben tener una tolerancia similar.

   El equilibrio se mejora algo mediante el uso de un resistir de cátodo no anulado, R18, en la etapa de excitación. La etapa de potencia utiliza resistencias de polarización de cátodo individuales de tolerancia estrecha, R27 y R28, y esto tiende a igualar cualquier leve falta en las características del tubo de salida.

   El equilibrio general de contracción logrado por las precauciones anteriores en el diseño del circuito dará un rendimiento que es absolutamente satisfactorio para la mayoría de los propósitos. Sin embargo, cuando se dispone de un generador de audio y un osciloscopio, se pueden realizar ajustes que darán una figura de distorsión mínima. Para esto, se debe incorporar un potenciómetro bobinado preestablecido, R39 en el circuito de placa de la etapa del controlador, como se muestra en la figura 2. El generador de audio debe configurarse a una frecuencia entre 200 y 2000 cps y debe estar razonablemente libre de distorsión de segundo armónico. . Debe ajustarse para dar una señal que impulse los KT88 hasta la salida de potencia máxima en una resistencia de carga ficticia; esto se indicará mediante un ligero aplanamiento de uno o ambos picos de la forma de onda de salida, debido al inicio de la corriente de la red. El control de equilibrio, R39, debe ajustarse para que ambos KT88 alcancen el inicio de la corriente de la red simultáneamente a medida que aumenta el voltaje de la señal. Se ha descubierto que este ajuste proporciona una distorsión mínima con un par de tubos de salida que no se han emparejado especialmente.

Estabilizador

   La retroalimentación aplicada a un amplificador debe ser negativa en todo el rango de frecuencia alimentado al amplificador. Fuera de este rango, la retroalimentación debe ser negativa o inoperante. Si no es así, la respuesta de frecuencia final mostrará picos, y una ligera variación en las condiciones de retroalimentación o carga puede causar una oscilación en estas frecuencias "pico". Esta tendencia a oscilar de los amplificadores de retroalimentación se debe a los cambios de fase en los circuitos de acoplamiento y en el propio transformador de salida. Estas frecuencias máximas están justo por encima y por debajo de la banda de audio, y la técnica para tratar con ellas es eliminarlas a una frecuencia tan alta o tan baja como sea posible, y luego reducir la retroalimentación general a frecuencias muy altas y muy bajas. .

Estabilización de baja frecuencia

   El pico de baja frecuencia ocurre solo cuando se aplica retroalimentación. Es el resultado de los cambios de fase combinados de (1) los condensadores de acoplamiento y las fugas de la red asociadas y (2) la inductancia primaria del transformador de salida combinada con la carga y las impedancias del tubo. El pico se produce por debajo de 20 cps y, a menudo, resulta en un cambio de velocidad cuando se conecta un preamplificador al mismo suministro de placa. El pico se minimiza haciendo que las constantes de tiempo de todos los circuitos de acoplamiento sean diferentes, mediante la elección adecuada de los condensadores, y la constante de tiempo más corta es, en consecuencia, la del propio transformador de salida. Para la eliminación completa del pico, la ganancia del amplificador antes de conectar la retroalimentación debe reducirse a la frecuencia pico sin introducir un cambio de fase adicional. Para una respuesta de frecuencia plana, la reducción de ganancia requerida es aproximadamente igual a la realimentación que se va a aplicar.

   En la práctica, esto se logra insertando un "circuito escalonado" en un circuito de acoplamiento temprano. Consiste en un condensador en serie pequeña derivado por una resistencia alta, antes de la fuga de la red. Por lo tanto, la ganancia se reduce a medida que se reduce la frecuencia de la señal y en las frecuencias muy bajas se reduce mediante un divisor de potencial sustancialmente resistivo con muy poco cambio de fase. Para una reducción de ganancia de 20 db (10: 1), la resistencia de derivación debe ser diez veces mayor que la fuga de la red. El condensador debe ser lo suficientemente pequeño para tener, a muy bajas frecuencias, una impedancia igual o superior a la del shunt.

   Como el "88-50" es push-pull en todo momento, dicho circuito debe incorporarse en cada lado. En la Fig. 2, este consiste en C7 derivado por R14 y seguido por la fuga de rejilla R16 en un lado, con C8, R15 y R17 en el otro. Los valores elegidos darán estabilidad de baja frecuencia con cualquier transformador de salida capaz de entregar la salida de potencia completa hasta 40 cps. Una ventaja de este tipo de estabilización es que la respuesta del amplificador de potencia carece de picos y cae bruscamente a frecuencias muy bajas, con el resultado de que no hay tendencia a que se produzca una navegación a motor cuando el preamplificador está conectado a la misma fuente de alimentación. Esto permite que se ejerza la economía en el suavizado para el suministro del preamplificador, en la medida en que simplemente se requiere para proporcionar una reducción adecuada de la ondulación.

Estabilización de alta frecuencia

   Antes de aplicar la retroalimentación, se pueden detectar picos en la respuesta de la mayoría de los amplificadores a frecuencias de hasta 100 o 200 kc debido a las resonancias en el transformador de salida. Con los transformadores de salida utilizados en el diseño del prototipo 88-50, las inductancias de fuga entre los diversos devanados eran bajas y el primer pico de alta frecuencia se detectó alrededor de 100.000 cps. Este pico siempre se exagera cuando se aplica retroalimentación y puede causar inestabilidad bajo ciertas condiciones. En consecuencia, se incorpora un circuito escalonado de estabilización, comparable al utilizado a bajas frecuencias. Este circuito (Fig. 2) consta de C5 con R12 en serie, y para mantener la simetría C6 y R13 en el otro lado.

Ubicación de los circuitos estabilizadores

   Las primeras etapas del amplificador se han elegido de modo que los cambios de fase de alta frecuencia debidos al efecto Miller sean leves, y con los valores de los componentes dados, la estabilización es sustancialmente independiente del transformador de salida y la carga. El circuito estabilizador se ha insertado en una etapa temprana en el amplificador para eliminar el riesgo de sobrecargar el tubo anterior. Con un circuito de este tipo, no es deseable utilizar condensadores adicionales en el transformador de salida o en la resistencia de retroalimentación y, en cualquier caso, el uso de dichos condensadores es críticamente independiente del tipo particular de transformador y carga utilizados.

   Los valores de los componentes se eligieron para dar los mejores resultados con transformadores de las características descritas a continuación, pero se encontró que un transformador simple con inductancias de fuga ligeramente más altas era bastante estable en funcionamiento. Con un transformador de la especificación preferida, el sobreimpulso en una onda cuadrada de 10,000 cps fue de aproximadamente el 10 por ciento con una carga resistiva, y hubo una reducción de 6 db en la retroalimentación efectiva a 40 y 10,000 cps.

Transformador de salida

   Los requisitos deseables para un transformador ultralineal para su uso con retroalimentación negativa son una adecuada inductancia primaria y bajas inductancias de fuga. La inductancia primaria debe ser adecuada para un rendimiento de potencia total de al menos 40 cps. Las fugas entre primaria y secundaria, entre cada mitad primaria y entre cada golpeteo de placa de las medias primarias y su golpe de pantalla asociado no deben exceder de 6 milienries cada una.

   El transformador de salida utilizado para el amplificador prototipo fue el WO866 fabricado por R. F. Gilson Ltd., St. Georges Road, Londres, SW 19 utilizando hierro de silicio orientado a grano. Aunque diseñado para funcionar a potencias inferiores a las que se pueden obtener con KT88, dio muy buenos resultados, como muestran las curvas, en el rango de frecuencia de 40 a 20.000 cps. También se han obtenido excelentes resultados con un Partridge Type 5353 y un Savage 4N1, este último brindando una potencia máxima de hasta aproximadamente 20 cps. Todos estos transformadores tenían las fugas bajas necesarias y una frecuencia de resonancia de alrededor o por encima de 100.000 cps.

Construcción

   La Figura 3 muestra la parte inferior del chasis del amplificador de potencia. El prototipo se construyó en un chasis de 14 x 9 x 3 pulgadas. El plan de montaje sigue una franja "en línea" con un terminal de tierra cerca del enchufe de entrada y el primer tubo, (B339 / 12AX7). Si se utilizan transformadores más grandes, es posible que sea necesario aumentar el tamaño del chasis, pero el diseño es importante y debe seguirse. Se consideró aconsejable montar los transformadores con los terminales hacia abajo por seguridad.


Fig. 3. Parte inferior del chasis, que muestra la ubicación de las piezas y la disposición del cableado.

   El transformador de potencia está lo más alejado posible de la entrada para evitar zumbidos y debe tenerse en cuenta su orientación (Fig. 1).

   Se utiliza una placa de montaje para todos los componentes más pequeños. Los condensadores de acoplamiento más grandes y los condensadores de derivación de cátodo posteriores se acoplan directamente al costado del chasis, y esto proporciona protección, con la excepción de C14, que debe estar aislado. Para facilitar el servicio, casi no hay cableado debajo de la placa.

   Los cables del calentador deben colocarse primero, con cables gemelos trenzados a lo largo de la curva del chasis y los enchufes de los tubos orientados para evitar que el cableado del calentador cruce el cableado de la rejilla. El suministro del calentador para el preamplificador también debe colocarse en la conexión del enchufe octal. Ambos suministros deben tener una toma central conectada a tierra al chasis, o una toma central artificial con dos resistencias iguales, como se muestra. El punto de tierra mencionado anteriormente debe colocarse cerca del primer tubo y una orejeta de "estrella" atornillada con una arandela de seguridad para un buen contacto. Todos los circuitos de acoplamiento de red, placa e intertubo deben devolverse mediante cableado aislado a este punto del chasis.

   La entrada de señal (pin 8 en el conector octal) debe conectarse lo más directamente posible a la rejilla del 12AX7. La conexión a tierra (pin 1 en el octal) y la fuga de la red deben conectarse al terminal "estrella". El condensador de derivación del cátodo C1 con la resistencia de retroalimentación en serie R4 debe conectarse entre la clavija del cátodo y el terminal "estrella", lo más cerca posible del cable de entrada de la red. El condensador de derivación del cátodo de la segunda mitad del 12AX7 debe cablearse de manera igualmente compacta. La red, alimentada desde la red de división de fases, también debe cablearse de la forma más compacta que permita la buena ubicación mecánica de los componentes.

   En todas partes, los cables de la rejilla y la placa deben ser cortos y estar separados en la medida de lo posible. El cableado "muerto", como los cables de alimentación de placa que regresan a un condensador de suavizado o resistencias de polarización de cátodo que están en derivación, puede ser más largo, si es necesario. Los tapones de rejilla R19, R20, R25, R26, R29 y R30 deben conectarse directamente al enchufe del tubo con cables muy cortos.

   El punto de tierra de cada tubo debe estar aislado, conectado de nuevo al punto correspondiente en su predecesor y así sucesivamente al terminal de estrella. De manera similar, el extremo conectado a tierra del secundario del transformador de salida debe devolverse a este punto, ya que este circuito es parte de la retroalimentación. Sin embargo, el lado conectado a tierra del suministro de placa y el grifo central del calentador pueden estar conectados al chasis. El transformador de salida está, necesariamente, cerca de los circuitos de entrada, y la placa viva y el cableado de la pantalla deben unirse y colocarse bien lejos de la regleta de montaje.

Conectando la retroalimentación

   Cuando se completa y se verifica, se debe conectar una carga de resistencia ficticia y el amplificador se enciende primero con la retroalimentación desconectada por un circuito abierto en R11. Si los voltajes medidos a través de las resistencias de polarización del cátodo se aproximan a los que se muestran en la Fig.2 (algunos voltímetros darán una lectura más baja), se puede conectar una señal de prueba a la entrada de aproximadamente 100 mV y un altavoz conectado a la carga ficticia. Si no hay un oscilador de audio disponible, se puede conectar una pastilla de fonógrafo que tenga una salida alta, como un tipo de cristal, a la entrada a través de un control de volumen temporal. Se debe conectar una resistencia adicional de aproximadamente 47.000 ohmios en serie con R11.

   Con la señal de prueba audible, la retroalimentación debe estar conectada y anotar si la salida aumenta o disminuye. Si la retroalimentación aumenta la salida, las conexiones al transformador de salida deben invertirse. Si la retroalimentación disminuye la salida, entonces las conexiones son correctas y la retroalimentación puede conectarse de manera mermana con la resistencia adicional eliminada. Este método elimina el riesgo de oscilación y posibles daños a los tubos de salida y al transformador.

Rendimiento

   La salida de potencia máxima de un amplificador acoplado R-C puede definirse como la potencia máxima que se puede obtener sin conducir los tubos de salida a la corriente de la red, y esto es fácilmente observable en un osciloscopio. En estas condiciones, la salida medida a través de varias cargas de resistencia ficticias en el secundario del transformador WO866 se muestra en la Fig.4.


Fig. 4. Curva que muestra la salida de potencia máxima de la etapa de salida del KT88 entregada a la carga en el secundario del transformador a una frecuencia de 500 cps.

Se obtiene una salida de 50 vatios con una carga placa a placa equivalente de 5000 ohmios, y esto corresponde con este transformador a una resistencia de carga secundaria de 10,7 ohmios. Para una carga secundaria de 15 ohmios, la relación del transformador WO866 da una carga primaria de 7000 ohmios, y en esta carga se pueden obtener 40 vatios. Con dos altavoces de 15 ohmios en paralelo se obtendría una salida de unos 60 vatios, con una distorsión algo mayor. Las cargas de placa a placa por debajo de 4000 ohmios aumentan la distorsión y no se recomiendan. A frecuencias superiores e inferiores a 500 cps, la impedancia del altavoz suele ser mayor que el valor nominal y, por tanto, la carga efectiva es mayor.

   La figura 5 muestra la respuesta de frecuencia a una potencia de salida de aproximadamente 1 vatio en una carga de 10,7 ohmios. La respuesta de nivel con ausencia de picos en todo el rango de frecuencia de 10 a 100.000 cps indica que los circuitos estabilizadores son muy satisfactorios con un transformador de salida que tiene las características descritas anteriormente. En consecuencia, el amplificador está completamente libre de cualquier tendencia a la oscilación parásita bajo excitación. La tendencia de la respuesta a caer por debajo de 10 cps es típica de un amplificador estabilizado con retroalimentación y ayuda en gran medida a la estabilidad de baja frecuencia cuando un preamplificador está conectado al mismo suministro de placa.


Fig. 5. Respuesta de frecuencia del amplificador a una salida de 1 vatio.

   La potencia máxima se puede obtener en la banda de audio desde 30 cps hasta más de 20.000 cps (Fig. 6). La misma figura muestra que a la potencia máxima, la distorsión armónica del segundo y tercer armónico son cada una menos del 0.1 por ciento a 500 cps. Los aumentos a 100 y 5000 cps son el resultado de los circuitos estabilizadores que reducen la retroalimentación efectiva a frecuencias altas y bajas. Sin embargo, este es un pequeño precio a pagar por el rendimiento limpio resultante de una buena estabilidad. La distorsión armónica se midió hasta 15.000 cps y las pruebas de escucha confirmaron los méritos de los resultados mostrados. También debe tenerse en cuenta que estas cifras de distorsión se miden a máxima potencia en todo el rango de frecuencias.


Fig. 6. Potencia de salida máxima relativa a 50 vatios, en todo el espectro de frecuencias, junto con las curvas de distorsión a la salida nominal.

   La potencia de salida máxima se obtiene con una unidad de entrada de 0,5 voltios rms, y el nivel de zumbido es de -73 db con la entrada en circuito abierto, o mejor que - 90 db con la entrada en cortocircuito. La retroalimentación es de 22 db a 500 cps con cecondary de 10,7 ohmios (salida de 24 voltios). Para usar con impedancias de carga distintas a esta, la resistencia de retroalimentación R11 (4700 ohmios) debe modificarse en proporción al voltaje de salida resultante.

El contenido del artículo para entusiastas del tubo de electrones fue proporcionado por Grzegorz 'gsmok' Makarewicz