Verstärker mit positiver und negativer Rückkopplung
(Originaler Titel: Amplifiers with Positive and Negative Feedback)
CHARLES P. BOEGLI (Product Planning Manager, Bendix Corporation, Cincinnati, Ohio)
Audio, April 1961, Band 45, Nr. 4
Entgegen einer weit verbreiteten Meinung entdeckte dieser Autor, dass der kathodengekoppelte Phaseninverter („langschwänziges Paar“) eine erhebliche Verzerrung einführt. Durch die Einbeziehung dieser Stufe in die negative Rückkopplungsschleife erzielte er einen Verstärker mit ungewöhnlich geringer Verzerrung.
Vor einigen Jahren veröffentlichte der Autor zwei Artikel1 über das Design und die Konstruktion von Audioverstärkern, die eine negative Gesamtrückkopplung mit interner positiver Rückkopplung verwenden. Eine Reihe von Lesern baute diese Verstärker und Zufriedenheit war das allgemeine Ergebnis.
Wer sich für die Details dieser Verstärker interessiert, sei auf die Originalartikel verwiesen. Bei den Schaltungen traten mehrere Schwierigkeiten auf, darunter vor allem:
- Der Ausgangsübertrager ist für die Art und Weise, wie er betrieben wird, nicht ausgelegt.
- Die Sekundärseite des Ausgangstransformators lag auf einem kleinen Gleichstrom. Potenzial über der Erde.
- Der Inverter (die erste Stufe des Verstärkers) wurde nicht in die Gegenkopplungsschleife einbezogen, so dass die durch diese Stufe eingeführte Verzerrung im Ausgang unvermindert erschien.
Beide Verstärker verwendeten gewöhnliche Ausgangstransformatoren, wobei die Sekundärteile auf ungewöhnliche Weise verbunden waren. Die Lautsprecherleitungen wurden an die 0- und 16-Ohm-Abgriffe der Sekundärseite angeschlossen und der 4-Ohm-Abgriff wurde geerdet (für Wechselstrom), so dass ein symmetrischer Ausgang von einem Transformator gezogen wurde, der für unsymmetrischen Betrieb vorgesehen war. Der Ausgangstransformator wurde sorgfältig spezifiziert, und diejenigen, die tollkühn genug waren, ihre Verstärker mit anderen Transformatoren zu konstruieren, mussten normalerweise die Strafe für Instabilität oder Oszillation zahlen. Für einige Zeit blieb der Grund, warum ein Transformator gut funktionierte und ein anderer nicht, ein Rätsel, aber es wurde angenommen, dass unsymmetrische Kapazitäten zwischen jedem Ende der Wicklung und Erde dafür verantwortlich sein könnten.
Eine hundertprozentige negative Rückkopplung wurde erreicht, indem die Enden der Sekundärseite direkt mit den Kathoden der Treiberröhren verbunden wurden. Internes positives Feedback wurde von jeder Treiberplatte zum Gitter des anderen Treibers gebracht. Die Vorspannung für die Treiber wurde durch Einfügen eines umgangenen Widerstands zwischen dem Mittelabgriff (d. h. dem 4-Ohm-Abgriff) der Sekundärseite des Ausgangstransformators und Masse erreicht, so dass die gesamte Sekundärseite auf Gleichstrom lag. Potential gleich der Vorspannung an den Treiberkathoden. Wenn eine Lautsprecherleitung mit dem Gehäuse des Verstärkers kurzgeschlossen wurde, wurde die Vorspannung gestört, und es trat normalerweise eine Schwingung auf. Trotzdem sind Lautsprecherleitungen in der Regel nicht geerdet, was sich nicht als allzu großes Manko herausstellte.
Der Wechselrichter wurde wegen des Wunsches, die Anzahl der Stufen in der Schleife zu minimieren, nicht in die negative Rückkopplungsschleife eingeschlossen. Zur Invertierung wurde ein kathodengekoppelter Inverter ("Long-Tailed Pair") verwendet. Diese Schaltung wurde aufgrund von Degeneration weithin als ziemlich linear angesehen, sodass nicht erwartet wurde, dass eine Platzierung außerhalb der negativen Rückkopplungsschleife eine signifikante Zunahme der Verzerrung verursacht.
Obwohl die Leistung des Verstärkers recht gut war, erwies sich die Verzerrung als etwas höher als erwartet. Da die einzige wirkliche Verzerrungsquelle der Inverter sein könnte, wurde das Long-Tail-Pair eingehend untersucht, mit teilweise überraschenden Ergebnissen:
- Wenn die Verstärkung definiert ist als die gesamte Platte-zu-Platte-Ausgabe dividiert durch die Gitter-zu-Gitter-Eingabe, dann ist die Verstärkung des langschwänzigen Paares die gleiche wie die einer einzelnen Röhre, die unter vergleichbaren Bedingungen betrieben wird.
- Aufgrund des großen Gleichstroms Spannung an den Kathoden der Röhren, wird das Ausgangssignal in der Größe etwas begrenzt, bevor die Verzerrung übermäßig wird.
- Die Verzerrungskurve für diese Stufe hat eine für eine Schaltung ohne Degeneration typische Form, was darauf hindeutet, dass es aufgrund der Degeneration keine Verbesserung der Linearität gibt.
Es war nun sicher, dass der Inverter die Hauptquelle der Verzerrung im Verstärker war. Um diese Verzerrung zu reduzieren, müsste der Inverter in die negative Rückkopplungsschleife einbezogen werden, aber es war nicht bekannt, welchen Effekt positive Rückkopplung um eine Stufe herum auf Verzerrungen haben würde, die in früheren Stufen auftreten. Dieser Mangel an Wissen, gepaart mit dem Wunsch, die Instabilität des Verstärkers zu erklären, wenn kleine Änderungen an bestimmten Komponenten vorgenommen wurden, deutete auf die Notwendigkeit weiterer Arbeiten an Verstärkern mit kombinierter positiver und negativer Rückkopplung hin.
Diese Schaltungen sind inzwischen ziemlich gründlich untersucht worden. Dieses Dokument beschreibt die geleistete Arbeit und beschreibt den daraus resultierenden verbesserten Verstärker.
Analyse von Verstärkern mit negativer und positiver Rückkopplung
Abb. 1 ist ein Blockdiagramm für einen allgemeinen Verstärker, der eine negative Gesamtrückkopplung und eine interne positive Rückkopplung verwendet. Es kann angenommen werden, dass jeder Verstärkerblock aus einer beliebigen Anzahl von Stufen besteht, und im Allgemeinen können die Begriffe G und β, die Verstärkung und Rückkopplungsfaktor bezeichnen, als komplexe Variablen betrachtet werden.
Abb. 1. Verstärker mit insgesamt negativer und interner positiver Rückkopplung.
Eine einfache Analyse zeigt, dass die Verstärkung der Schaltung ist
(1) |
Im vorliegenden Fall ist β2 eine positive Rückkopplung und β1 eine negative Rückkopplung; wenn Werte in Gl. (1) muss das entsprechende Vorzeichen verwendet werden (+ für positive Rückmeldung und – für negative.)
Bei der üblichen Analyse von Verstärkern dieses Typs wird angenommen, dass die positive Rückkopplung so eingestellt ist, dass G2β2 = +1,0, so dass, wenn die negative Rückkopplung entfernt wird, die durch G2 repräsentierte Stufe nur schwingt. Wenn G2 β2=+1,0 in Gl. (1), der resultierende Ausdruck ist
(2) |
Dies ist das Ergebnis, das man mit einem gewöhnlichen rückgekoppelten Verstärker erhalten würde, wenn die Verstärkung unendlich wäre.
Die Auswirkung der positiven Rückkopplung auf die durch jede Stufe eingeführte Verzerrung kann gefunden werden, indem angenommen wird, dass eine Störspannung δ an den Ausgängen der verschiedenen Stufen injiziert wird, und die am selben Punkt erzeugte Spannung durch eine Analyse gefunden wird, die der zum Erhalten verwendeten ähnlich ist Gl. (1). Folgende Ergebnisse werden erhalten:
- Für eine am Ausgang von G1 oder G3 eingeführte Störung δ entsteht am selben Punkt eine Spannung in Höhe von
Wenn G2ß2 so eingestellt wird, dass es gerade +1,0 entspricht, vereinfacht sich dieser Ausdruck zu –δ, was zeigt, dass die Verzerrung, die überall eingeführt wird, außer in der Stufe, um die positive Rückkopplung gebracht wird, vollständig aufgehoben wird. - Für eine am Ausgang von G2 eingeführte Störung δ wird eine Spannung im gleichen Größenbereich erzeugt
Wenn G2ß2 so angepasst wird, dass es gerade +1,0 entspricht, wird dieser Ausdruck
und wenn dies zu der injizierten Störung δ addiert wird, ist die Summe
was eine Verringerung der Verzerrung um einen Faktor darstellt, der gleich der Schleifenverstärkung ist, wenn keine positive Rückkopplung vorhanden ist. Die Schleifenverstärkung sollte auch bei positiver Rückkopplung so hoch wie möglich sein, da auf diese Weise die in der Stufe, um die die positive Rückkopplung herumgeführt wird, entstehenden Verzerrungen reduziert werden.
Eine sehr interessante Beobachtung zu Gl. (1) kann sofort erfolgen. Angenommen, das interne Rückkopplungsnetzwerk ist tatsächlich so angeordnet, dass G2ß2 = +1,0 bei allen Frequenzen von null bis unendlich ist. Gleichung (1) vereinfacht sich dann idealerweise zu Gl. (2); Das heißt, die Gesamtverstärkung ist völlig unabhängig von den einzelnen Gs (auch wenn es sich um komplexe Größen handeln könnte) und ist einfach das Gegenteil der negativen Rückkopplungscharakteristik. Das ß1 kann jedoch über einen außerordentlich weiten Frequenzbereich konstant gehalten werden; natürlich, wenn es gewünscht sein sollte, bis hinunter zur Nullfrequenz und auch bis in die Funkfrequenzen. Dann sollte es möglich sein, auch mit internen Stufen und insbesondere einem Ausgangsübertrager mit sehr schlechten Eigenschaften einen flachen und ebenen Verlauf des gesamten Verstärkers zu erhalten. Es würden keine Instabilitätsprobleme auftreten, außer wenn ß1 Null wird, was, wie wir gesehen haben, bei Frequenzen liegen kann, die sehr viel höher sind als diejenigen, die für Audioarbeiten von Interesse sind. Bei solchen Frequenzen könnten natürlich ziemlich drastische Schritte unternommen werden, um Stabilität sicherzustellen.
Unglücklicherweise scheint das Problem, G2ß2=+1,0 über einen weiten Frequenzbereich zu machen, selbst unlösbar. Egal wie groß die Vorsichtsmaßnahmen sind, G2 fällt bei hohen Frequenzen aufgrund von Zwischenelektroden- und Streukapazitäten ab; Tatsächlich tritt dieser Abfall manchmal bei Frequenzen auf, die für die Audioarbeit von Interesse sind. Am unteren Ende ist es durch konduktive Rückkopplung durchaus möglich, G2ß2=+1,0 auf DC zu halten. Die Ergebnisse des Versuchs sind jedoch ziemlich eigenartig.
Das Setzen von G2ß2=+1,0 hat den Effekt, dass die durch G2 repräsentierte Stufe zum Schwingen gebracht wird (in Abwesenheit anderer Faktoren), so dass diese Stufe im Moment als ein nicht abgestimmter Breitbandoszillator betrachtet werden kann. Nun, der Effekt, G2ß2=+1.0 auf d.c. soll den Oszillationsbereich bis hinunter zu Gleichstrom erweitern; Das heißt, die Bühne wird nicht nur zu einem a.c. aber auch ein d.c. Oszillator. Ein Gleichstrom Oszillator, durch Erweiterung der Definition eines a.c. Oszillator, ist ein Gerät, das einen Gleichstrom erzeugt. Spannung ohne externen Eingang. Experimente haben gezeigt, dass dies genau das ist, was bei leitfähiger positiver Rückkopplung passiert, und der Gleichstrom. Spannung, die dann die Stufe sättigt, bewirkt, dass sie beim Verstärken von Wechselstrom unwirksam ist. Signale.
Beispielsweise ist in Abb. 2 eine typische Gegentaktstufe mit positiver Rückkopplung dargestellt.
Abb. 2. Gegentaktstufe mit positiver Rückkopplung.
Seine Ähnlichkeit mit einem Multivibrator ist sofort offensichtlich. Tatsächlich besteht der einzige Unterschied darin, dass die positive Rückkopplung an dem Punkt gesteuert wird, an dem die Oszillation gerade beginnt, während in einem Multivibrator die positive Rückkopplung bis hinunter zu Gleichstrom erweitert wird. durch Eliminierung der Sperrkondensatoren wird die Stufe tatsächlich zu einer Flip-Flop-Schaltung, die ziemlich unfähig ist, eine Wechselspannung durchzulassen. Signal.
Die Schlussfolgerung ist natürlich, dass G2ß2 in allen praktischen Fällen bei niedrigen und hohen Frequenzen abfallen muss und kleiner als +1,0 wird. Es muss daher der Frequenzgang von G2 mit Wechselstrom untersucht werden. positive Rückkopplung, so dass diese Reaktion kontrolliert werden kann, um eine Instabilität im Endverstärker zu verhindern.
Stufen mit positivem Feedback
Betrachten Sie einen Verstärker mit positiver Rückkopplung (Abb. 3) und lassen Sie ß mit einer Frequenz von null bis unendlich konstant sein, während G 6 dB pro Oktave unter der Frequenz ω1=1/T1 und über einer anderen Frequenz ω2=1/T2 abfällt. Dann kann ß als reelle Größe while angesehen werden
(3) |
Die T’s sind Zeitkonstanten und s ist das Argument der Laplace-Transformation.
Abb. 3. Verstärker mit positiver Rückkopplung.
Durch gewöhnliche Rückkopplungsanalyse ist die Übertragungsfunktion des geschlossenen Regelkreises
(4) |
Wir nehmen nun folgende Substitutionen vor: T2=T, T1=aT und Gß=K, die Gl. (4), nach Erweiterung des Nenners, in
Im üblichen Fall, in dem eine positive Rückkopplung betrachtet wird, ist K etwa 1,0 und a viel größer als 1, so dass als Annäherung
(5) |
Um die Form der Antwortkurve zu finden, wird s durch jω ersetzt, und die Größe des resultierenden Ausdrucks wird berechnet. Dies stellt sich heraus
(6) |
Wobei B = (1 – K). Da der Ausdruck für die Verstärkung, Gl. (6), enthält nur B2, bleibt unverändert, wenn +B durch –B ersetzt wird; das heißt, die Antwort ist die gleiche, wenn K 0,95 oder 1,05 ist. Die Tatsache, dass die Phasenverschiebung in den beiden Fällen unterschiedlich ist, spielt für die vorliegende Studie keine Rolle.
Nun, wenn μ≠0, die Verstärkung, Gl. (6) nähert sich unendlich, wenn der Nenner des Ausdrucks gegen Null geht. Um den Wert zu finden, den B haben muss, damit die Verstärkung bei einer bestimmten Frequenz ins Unendliche geht, setzen wir den Nenner gleich Null und erhalten
Was nur reell und positiv ist, wenn B=0 oder μ2=1/a.
Mit anderen Worten, wenn eine positive Rückkopplung um einen Verstärker herumgeführt und so eingestellt wird, dass die Oszillation gerade beginnt, tritt diese Oszillation bei einer einzelnen Frequenz auf, die am geometrischen Mittel der durch die beiden Zeitkonstanten des Verstärkers repräsentierten liegt. Somit ist das, was normalerweise als ein nicht abgestimmter Breitbandoszillator angenommen wird, in Wirklichkeit ein abgestimmter Oszillator. Gleichung (2) wurde aus Gl. (1) durch Einsetzen von G2ß2=+1,0. Es ist nun offensichtlich, dass dieser Zustand und die daraus gezogenen Schlussfolgerungen nur bei einer einzigen Frequenz in einem Wechselstrom auftreten können. Verstärker, es sei denn ß2= ß2(jω)=1/G2(jω) für mehr als eine Frequenz.
Die Form der Antwortkurve für einen typischen Verstärker mit positiver Rückkopplung, eingestellt auf K = 1,0, ist in Abb. 4 dargestellt.
.
Abb. 4. Reaktion einer einzelnen Stufe mit und ohne positive Rückkopplung.
Die Resonanz steigt z
und fällt auf
bei 6 dB pro Oktave, mit Ausnahme eines Bereichs am geometrischen Mittel, wo die Verstärkung bis ins Unendliche ansteigt und die Steigung folglich zunimmt.
Es kann gezeigt werden, dass, wenn die Übertragungsfunktion des Verstärkers eine andere Form hat, beispielsweise so, dass der Frequenzgang an jedem Ende um 12 dB pro Oktave abfällt, der Frequenzgang mit positiver Rückkopplung unbeeinflusst bleibt, mit Ausnahme von Bereichen in der Nähe, wo die relative Verstärkung 1,0 beträgt. Aus diesem Grund ist es nicht möglich, die Form der Antwort signifikant zu verändern, indem man die Übertragungsfunktion des Verstärkers ändert.
Betrachtet man einen anderen Fall, in dem der Verstärker von null bis unendlich flach ist und der Rückkopplungsfaktor auf die gleiche Weise abfällt, wie dies für den Verstärker im ersten Beispiel angenommen wurde, bleibt die Gesamtantwort bis auf Bereiche über 1/ unverändert. T2 und darunter 1/T1. Wiederum bleibt der wichtige Teil der Kurve unverändert.
Das sind wertvolle Eigenschaften. Durch ihre richtige Verwendung ist es möglich, einen Verstärker mit negativer und positiver Rückkopplung zu konstruieren, der eine größere Stabilität und geringere Verzerrungen aufweist, als dies möglicherweise nur mit negativer Rückkopplung erreicht werden kann. Die Logik hinter der Entwicklung eines solchen Verstärkers wird im nächsten Abschnitt dargestellt.
Allgemeines Verstärkerdesign
In einem dreistufigen Verstärker mit negativer Rückkopplung um die gesamte Einheit, einschließlich des Ausgangstransformators, tritt bei einer Frequenz, bei der die Schleifenphasenverschiebung 180 Grad beträgt, mit Sicherheit eine Schwingung auf, wenn die Schleifenverstärkung bei dieser Frequenz gleich oder größer als 1,0 ist. Das Problem bei der Konstruktion eines solchen Verstärkers bestand immer darin, die Reaktion an den Extremwerten der Frequenz so zu steuern, dass die Schleifenverstärkung kleiner als 1,0 ist, wenn die Phasenverschiebung 180 Grad beträgt. Dies kann auf verschiedene Weise erreicht werden. Einer besteht darin, phasenkorrigierende Netzwerke einzuführen. Eine andere besteht darin, die Zeitkonstanten der Stufen so zu versetzen, dass zwei von ihnen bis zu extremen Frequenzen voll ausfallen und die dritte eine Reaktion hat, die allmählich (6 dB pro Oktave) zu niedrigen und hohen Frequenzen hin abfällt. Auf diese Weise kann die Phasenverschiebung bei 90 Grad gehalten werden, bis die Schleifenverstärkung kleiner als 1,0 ist.
Das erste Verfahren leidet unter der Tatsache, dass die Reaktion eines Audioverstärkers dazu neigt, von der Art der Last abzuhängen, so dass ein festes Phasenkorrekturnetzwerk für eine Last zufriedenstellend arbeiten kann und bei einer anderen nicht in der Lage ist, Oszillationen zu verhindern. Alle Lautsprecher sind nicht identisch. Das zweite Verfahren kann jedoch verwendet werden, um einen Verstärker herzustellen, der mit jedem zuvor zugewiesenen Lastbereich vollständig stabil ist. Positive Rückkopplung ist ein idealer Weg, um die zweite Methode auf das Verstärkerdesign anzuwenden.
Die Schritte beim praktischen Design eines vollständig stabilen Audioverstärkers mit insgesamt negativer und interner positiver Rückkopplung sind:
- Es wird ein Verstärker mit mindestens drei Stufen (Eingang, Treiber und Ausgang) aufgebaut. Die gesamte negative Rückkopplungsschleife wird geschlossen, und die Schleifenverstärkung wird eingestellt (durch Steuern der Verstärkung einer der Stufen), bis der Verstärker keine Spur von Instabilität zeigt, wenn die schlechteste gewünschte Last an den Ausgang angeschlossen ist. Diese Last besteht im Allgemeinen aus einem Widerstand der richtigen Größe, der mit einem Kondensator überbrückt wird, der so groß ist, wie er wahrscheinlich bei der Verwendung des Verstärkers anzutreffen ist.
Beim Stabilisieren dieses Verstärkers kann ein kleiner Betrag an Netzwerkphasenkorrektur verwendet werden, aber der Verstärker sollte auch ohne ihn nicht oszillieren. Die Stabilität kann als ausreichend angesehen werden, wenn die Hochfrequenzspitze nicht mehr höher als 2 dB ist. - Die positive Rückkopplungsschleife ist nun geschlossen und die Zeitkonstanten des Rückkopplungsnetzwerks werden so gesteuert, dass die Hochfrequenzspitze nicht höher als 2 dB bleibt. (Bemerkungen zu hochfrequenten Spitzen gelten auch für niederfrequente Spitzen). Unter diesen Bedingungen ist der Verstärker zwangsläufig nicht weniger stabil, als er es mit der Gegenkopplung allein war.
Wenn die Schleifenverstärkung eingestellt wird, um eine Instabilität in Schritt 1 zu verhindern, wird man im Allgemeinen feststellen, dass die endgültige Schleifenverstärkung ziemlich klein ist. Wenn der maximale Höhenabfall des Open-Loop-Verstärkers 18 dB pro Oktave beträgt, kann tatsächlich gezeigt werden, dass die Schleifenverstärkung im Allgemeinen 1,8 nicht überschreiten kann, bevor die Hochfrequenzspitze 2 dB überschreitet. Ein absolut stabiler Rückkopplungsverstärker mit mehr als zwei Stufen muss oft eine recht niedrige Schleifenverstärkung haben. Dies schränkt die Verstärkung des Verstärkers nicht ein, denn wenn G die Verstärkung des Open-Loop-Verstärkers und ß der Rückkopplungsfaktor ist, dann ist die Schleifenverstärkung Gß, während die Verstärkung es ist
Wenn Gß festgelegt ist, kann daher jeder Wert von A immer noch durch Einstellen von G erhalten werden. Wenn beispielsweise die Schleifenverstärkung auf 1,8 eingestellt ist, beträgt die Gesamtverstärkung 0,36 G. Wenn die Gesamtverstärkung 25 betragen soll, muss G auf etwa 70 eingestellt werden. Mit einem solchen absolut stabilen Gegenkopplungsverstärker wird die in den verschiedenen Stufen eingeführte Verzerrung offensichtlich nur um einen geringen Betrag (im Beispiel um Faktor 2,8). Durch die Umkehrung dieser Argumentation wird der Schluss gezogen, dass Gegenkopplungsverstärker mit hohen Schleifenverstärkungen und bei denen die Verzerrung auf einen niedrigen Wert gebracht wird, dazu neigen, instabil zu sein.
Dass die Einführung einer positiven Rückkopplung nun keine zusätzliche Instabilität hervorrufen muss, ist aus der typischen Antwortkurve von Fig. 4 ersichtlich. Eine Steigung von 6 dB pro Oktave entspricht einer Phasenverschiebung von 90 Grad, was nicht ausreicht, um eine Oszillation zu verursachen. Die positive Rückkopplung zu steuern, um zu verhindern, dass der gesamte Verstärker instabil wird, bedeutet daher einfach, dass die relative Verstärkung der positiven Rückkopplungsschleife 1,0 an dem Punkt sein muss, an dem die Antwort des negativen Rückkopplungsverstärkers gerade anfängt anzusteigen Phasenverschiebung.
Die bisher vorgelegten Arbeiten zeigen, dass der Grund für die Instabilitätsschwierigkeiten bei früheren Verstärkerschaltungen darin lag, dass der hochfrequente Grenzpunkt für das Mitkopplungsnetzwerk nicht kontrolliert werden konnte. Diese Schwierigkeit hätte durch verschiedene Hilfsmittel behoben werden können, aber das Problem der Wechselrichterverzerrung wäre immer noch geblieben.
Praktisches Verstärkerdesign
Es gibt viele mögliche Konstruktionen für Verstärker, die sowohl negative als auch positive Rückkopplung enthalten. Bevor er mit einer Schaltung fortfährt, muss der Designer Grundregeln festlegen, die nach seiner eigenen Erfahrung und seinem Studium zu dem führen, was er für eine gute Leistung hält.
Für den zu beschreibenden Verstärker waren die Grundregeln:
- Die Ausgangsstufe sollte Gegentakt sein.
- Die Ausgangsröhren sollten von Kathodenfolgern angesteuert werden.
- Der Ausgangsübertrager sollte sekundärseitig single ended betrieben werden.
- Die Rückkopplung sollte vollständig über ein Widerstandsnetzwerk erreicht werden.
- Die Leistung des Verstärkers sollte nicht durch angemessene Schwankungen der Last oder der Impedanz der Signalquelle beeinträchtigt werden.
Mit Ausnahme von Regel 4 liegen die Gründe für die meisten dieser Regeln auf der Hand. Der Grund für Regel 4 ist, dass Rückkopplungsverstärker ziemlich empfindlich auf Verzerrungen reagieren, die in die Rückkopplungsverbindung eingeführt werden. Wenn eine Rückkopplung vom Ausgangstransformator zur Kathode der Eingangsröhre zurückgeführt wird, erscheint eine Nichtlinearität in der Gitter-Kathoden-Spannung als Verzerrung im Verstärkerausgang. Aus diesem Grund kombiniert der vorliegende Verstärker die Rückkopplung mit dem Eingangssignal in einem Widerstandsnetzwerk.
Unter Verwendung dieser Kriterien konstruierte der Autor den in Abb. 5 gezeigten Verstärker gemäß dem Schaltplan von Abb. 6.
Abb. 5. Rückansicht des Verstärkers.
Abb. 6. 50-Watt-Leistungsverstärker.
Die Ausgangsstufe besteht aus Gegentakt-6CA7 mit fester Vorspannung in einer verteilten Lastschaltung mit einem Triad HSM-189 25-Watt-Ausgangstransformator. Die Gitter der 6CA7 sind direkt mit den Kathoden des 12AT7 gekoppelt, und die feste Vorspannung wird an die 12AT7-Gitter angelegt. Durch diese Beschaltung entfallen die großen Koppelkondensatoren, die sonst bei den 6CA7 wegen des geringen zulässigen Netzwiderstandes erforderlich wären. Es reduziert auch die Belastung des Phaseninverters, wodurch dieser mit minimaler Verzerrung arbeiten kann.
Der Inverter, ein langschwänziges Paar, ist direkt mit dem vorangehenden Verstärker gekoppelt. Die Anodenfolger-Rückkopplung wird aus zwei Quellen in das Gitter des Verstärkers gebracht: negative Rückkopplung vom Ausgangstransformator, sekundär über einen 1-Megohm-Präzisionswiderstand und positive Rückkopplung über einen 0,047-mfd-Kondensator von einer 5-Megohm-Steuerung, die über den Nebenschluss geschaltet ist Phaseninverterplatten. Ein 40000-Ohm-Präzisionswiderstand in Reihe mit dem Eingangsgitter des Verstärkers vervollständigt das Rückkopplungsnetzwerk.
Die Auswirkungen von Schwankungen der Signalquellenimpedanz auf die Rückkopplung werden durch eine Kathodenfolger-Eingangsstufe eliminiert, die sich außerhalb beider Rückkopplungsschleifen befindet. Der Kathodenwiderstand wird auf eine gut gefilterte negative Spannung anstatt auf Masse zurückgeführt, was die Verwendung eines großen Kathodenwiderstands ermöglicht und die Verzerrung dieser Stufe minimiert.
Die positive Rückkopplung wird zunächst eingestellt, indem die negative Rückkopplungsschleife unterbrochen und die 5-Megohm-Steuerung angepasst wird, bis die Verstärker-Phasen-Wechselrichter-Kombination zu schwingen beginnt. Ein Druckknopfschalter verbindet eine Neonröhre von einer Platte des Wechselrichters zur anderen und trennt gleichzeitig die Ausgangsröhren, um Schäden an ihnen und dem Lautsprecher während der Einstellung der positiven Rückkopplung zu vermeiden.
Die experimentelle Schaltung verwendet eine 50-Ohm-Steuerung in den Ausgangsröhren-Kathodenschaltungen für den Kathodenstromausgleich. Der Abgleich wird durch zwei fest in die Schaltung eingebaute 100-mA-Meter erleichtert. Die Steuerung mit fester Vorspannung ermöglicht es, die 6CA7-Kathodenströme jeweils zwischen etwa 20 und 60 Milliampere zu variieren.
Mit Ausnahme der positiven Rückkopplung wird in keiner der Verstärkerstufen besonders darauf geachtet, eine hohe Verstärkung zu erreichen. Andererseits; das Fehlen eines Überbrückungskondensators über dem Eintakt-Kathodenwiderstand des Verstärkers gewährleistet eine niedrige Verstärkung.
Die Stromversorgung ist konventionell und verwendet einen 5V4-Gleichrichter mit minimaler R-C-Filterung. Die negative Festvorspannung wird vom 70-Volt-Abgriff am Leistungstransformator durch einen Siliziumgleichrichter und einen RC-Filter erhalten. Es hat sich als notwendig herausgestellt, C- zu filtern, um das Brummen im Verstärkerausgang zu minimieren.
Verstärkereinstellung und -leistung
Wenn die positive Rückkopplungssteuerung zentriert war (was zu einer positiven Rückkopplung von Null führte) und die negative Rückkopplungsschleife geschlossen war, zeigte die Messung der Reaktion bei niedrigen und hohen Pegeln keinen Hinweis auf eine Hochfrequenzspitze. Der Druckknopfschalter, der die Ausgangsstufen trennte und die Neonlampe in den Stromkreis einfügte, wurde gedrückt und die positive Rückkopplungssteuerung eingestellt, bis die Neonlampe anzeigte, dass die Stufen, um die die positive Rückkopplung angeschlossen war, oszillierten. Der Druckknopf wurde losgelassen, die Ausgangsröhren jeweils auf 50 mA abgeglichen, und der Verstärker wurde einen Monat lang in Betrieb genommen, um sicherzustellen, dass alle Stufen ordnungsgemäß gealtert und stabilisiert waren. Nach dieser Zeit wurde der Verstärker einer Reihe von Tests unterzogen, um seine Qualität zu bestimmen.
Rohraustauschbarkeit
Die ersten drei Stufen des Verstärkers sind direkt gekoppelt. Man könnte durchaus besorgt sein über die Auswirkungen des Röhrenaustauschs auf die Leistung dieser Stadien. Der erste 12AT7, der den Kathodenfolger und den ersten Verstärker umfasst, befindet sich in der empfindlichsten Position. Eine Reihe von sieben zufällig ausgewählten 12AT7 wurde in dieser Position ausprobiert, und die Plattenspannungen des Inverters wurden überprüft.
Es wurde festgestellt, dass die Schwankung der Plattenspannung mehr als ±15 Volt beträgt. Die anfängliche positive Rückkopplungseinstellung war für fünf der Röhren korrekt; für die verbleibenden zwei genügt eine extrem kleine Anpassung. Offensichtlich kann der Verstärker in der sensiblen Eingangsposition eine breite Palette von 12AT7-Röhren aufnehmen.
Dieselbe Röhrenserie wurde in der Treiberposition des Kathodenfolgers ausprobiert. Es ergaben sich nur geringfügige Änderungen des Ausgangsröhrenstroms; sie ließen sich leicht durch Einstellen des Bias-Potentiometers korrigieren.
Es ist erwähnenswert, dass der Verstärker mit 6L6-, 5881- und 350B-Röhren in den Ausgangsbuchsen zufriedenstellend funktionierte. Die maximale Ausgangsleistung war. jedoch vermindert. Um die empfohlenen Kathodenströme mit diesen Röhren zu erreichen, war eine erhebliche Anpassung des Bias-Reglers erforderlich.
Frequenzgang
Die Reaktion des Verstärkers auf eine 16-Ohm-Widerstandslast wurde bei 4 und 16 Watt gemessen. Die resultierenden Kurven sind in Abb. 7 dargestellt. Sie zeigen, dass der Effekt des Anschließens eines 0,022-μF-Kondensators über die Ausgangsklemmen vernachlässigbar ist.
Abb. 7. Reaktion des Verstärkers.
Der Ansprechabfall bei etwa 10 cps wurde absichtlich durch den Eingangskondensator (C1 in Abb. 6) eingeführt. Ohne diesen Kondensator neigte der Verstärker dazu, eine flache Reaktion bis hinunter zu Gleichstrom beizubehalten. Da der Ausgangsübertrager extrem tiefe Frequenzen nicht verkraften konnte, neigte der Verstärker zur starken Überlastung. Vor der Einführung dieses Kondensators resultierten unangenehm große Schwankungen der Plattenströme der Ausgangsröhre aus geringfügigen Exzentrizitäten bei Schallplatten mit 33 1/3 U/min.
Verzerrung
Die RMS-Summen-Intermodulationsverzerrung (60 und 3000 cps, 4:1) war bei niedrigen Pegeln nicht messbar. Sie stieg auf ein Prozent bei einer Ausgangsleistung von 52 Watt Effektivwert, wie in Abb. 8 dargestellt.
Abb. 8. RMS-Summen-Intermodulationsverzerrung des Verstärkers (60 und 3000 cps, 4:1).
Offensichtlich wurde die Ausgangsleistung des Verstärkers eher durch die Ausgangsröhren als durch den Ausgangstransformator begrenzt. Aufgrund der 25-Watt-Nennleistung des Ausgangsübertragers ist der Frequenzgang des Verstärkers bei 50-Watt-Leistung zweifellos recht eingeschränkt.
Ob ein breiter Frequenzgang bei Leistungspegeln erforderlich ist, die der Verstärker im Heimgebrauch nur bei ungewöhnlichen Einschwingvorgängen liefern muss, muss jeder für sich selbst beantworten. Jedenfalls kann der 50-Watt-Frequenzgang auf Wunsch verbessert werden, indem der angegebene Ausgangsübertrager durch einen größeren Ausgangsübertrager ersetzt wird.
Brummen und Rauschen
Das Brummen und Rauschen an einem Lautsprecheranschluss betrug 0,01 Volt (=6x10-6 Watt) bei kurzgeschlossenem Eingang. Ein beträchtlicher Teil dieses Rauschens wurde von der C-Versorgung beigetragen, die wahrscheinlich besser hätte gefiltert werden können. Selbst mit der vorliegenden Schaltung ist das Brummen jedoch zwei Meter von einem hocheffizienten Lautsprecher entfernt nicht hörbar.
Ausgangsimpedanz
Wie bei Verstärkern dieser Art üblich, liegt die Ausgangsimpedanz über dem hörbaren Bereich bei etwa null Ohm. Der unendliche Dämpfungsfaktor trägt zur sauberen Ansprache bei, indem er Kater und unerwünschte Bewegungen der Lautsprechermembran verhindert.
Empfindlichkeit
Ein Eingangssignal von 1,1 Volt treibt den Verstärker auf 50 Watt Ausgangsleistung, wobei der Eingangsverstärkungsregler weit geöffnet ist.
Hörtests
Hörtests wurden bisher mit einem Dutzend kritischer Zuhörer durchgeführt. Obwohl die Tests separat durchgeführt wurden, verwendeten die meisten Zuhörer das Wort „transparent“, um die Wiedergabe zu beschreiben. Man muss den Verstärker gehört haben, um zu würdigen, mit welcher Erleichterung sich die verschiedenen Instrumente im reproduzierten Orchesterklang abheben.
LISTE DER KOMPONENTEN
R1 250,000-ohm Potentiometer
R2 22,000 ohms, ½ watt
R3 40,000 ohms, 5 watt, Draht gewickelt
R4 220,000 ohms, ½ watt
R5 6800 ohms, ½ watt
R6 1 megohm, ½ watt
R7 150,000 ohms, ½ watt
R8 5-megohm Potentiometer
R9, R10 330,000 ohms, ½ watt
R11, R12 1 megohm, ½ watt
R13 12,000 ohms, ½ watt
R14 25,000-ohm Potentiometer
R15 47,000 ohms, ½ watt
R16, R17 15,000 ohms, ½ watt
R18 50-ohm Potentiometer
R19 1 megohm, 1 watt, hinterlegter Film
R20, R21, R22 27,000 ohms, 2 watt
R23 1000 ohms, 1 watt
R24 4700 ohms, ½ watt
C1 .047 μF, 400 V
C2 0.33 μF, 400 V
C3, C4 0.1 μF, 600 V
C5 .047 μF, 400 V
C6, C7, C8 40/30/30 μF, 475 WV
C9, C10, C11 20 μF, 150 WV
V1, V2, V3 12AT7
V4, V5 6CA7
V6 5V4
CR diode, 200 PIV min., ½ amp (Sarkes-Tarzian F-2 or equiv.)
T1 Ausgangstransformator, 6600 ohms to voice coil, triad HSM-186
T2 Leistungstransformator, 700 V CT, 150 mA 70 V tap, Triad HSM-241
M 0-100 mA-Meter
SW d.p.d.t. Schalter, Federrückstellung
NE nE-10 Neonbirne
1 Boegli, Charles, A 35-watt “Infinite-Feedback” Audio Amplifier, Radio and Television News, July 1954, p. 39.
Boegli, Charles, A 13-watt All-Triode “Infinite-Feedback” Amplifier, Radio and Television News, November 1955, p. 68.