Der "88-50" - ein verzerrungsarmer 50-Watt-Verstärker
Audio, January, 1958, Vol. 42, No. 1 (Successor to RADIO, Est. 1917).
(Audio, Januar 1958, Bd. 42, Nr. 1 (Nachfolger von RADIO, Gegr. 1917).)
W. I. HEATH and G. R. WOODVILLE
Mit harmonischen Verzerrungen von weniger als 0,5 Prozent über den größten Teil des Audiospektrums ist dieser 50-Watt-Verstärker vergleichsweise einfach im Aufbau und erfordert nur gewöhnliche Sorgfalt bei der Verkabelung.
Bei Audioverstärkern mittlerer Leistung wurde die KT66-Endröhre mit dem Williamson-Verstärker bekannt und ihr Ruf für Zuverlässigkeit hat sie in "off-the-shelf" High-Fidelity-Verstärkern sowie im Eigenbau sehr begehrt gemacht Bausätze.
Aus demselben Stall folgt nun eine neue Röhre, die KT88, eine Pentode mit einer höheren Platte-zu-Schirm-Verlustleistung von 40 Watt und einer höheren Steilheit von 11 mA pro Volt (11.000 Mikrohm).
Der KT88 macht es möglich, bekannte Schaltungstechniken zu verwenden, um Audioverstärker zu bauen, die die höhere Ausgangsleistung liefern, die erforderlich ist, um die "Spitzen" bei der High-Fidelity-Wiedergabe zu Hause oder für Beschallungsanlagen zu bewältigen. Diese höhere Ausgangsleistung ist ohne Verwendung einer höheren Plattenspannung als die von Standardkomponenten verfügbare erreichbar. Dies erreicht der KT88 durch seine niedrigere Plattenimpedanz. Bei Kathodenvorspannung sind beispielsweise 30 Watt Ausgangsleistung mit einer Plattenversorgung von nur 375 Volt erreichbar, während der KT66 425 Volt benötigt. Die maximale Leistung, die mit Kathoden-Bias von einem Paar KT88 erzielbar ist, beträgt etwas über 50 Watt bei einer Versorgungsspannung von 500 Volt. Dieser Artikel beschreibt das Design und den Aufbau eines solchen Verstärkers; ein zweiter Artikel enthält ähnliche Details zu einem passenden Vorverstärker. Sie sind in Abb. 1 zusammen dargestellt.
Abb. 1. Außenansicht des vom Autor beschriebenen Verstärkers und Vorverstärkers. Diese Folge deckt nur die 50-Watt-Endstufe ab.
Der komplette Verstärker, der "88-50", wurde entwickelt, um eine hohe Leistung und eine vollständige Palette von Eingangs- und Steuermöglichkeiten ohne komplizierte Netzwerke oder ungewöhnliche Komponenten zu bieten. Es ist daher relativ wirtschaftlich zu bauen. Mit seinem Vorverstärker kann er von jeder Programmquelle wie Radiotuner, Magnet- oder Kristallphonographen-Tonabnehmer, Mikrofon oder direkt von einem Magnetband-Wiedergabekopf wiedergeben. Ein Drehschalter wählt die gewünschte Eingangsschaltung aus und passt gleichzeitig Empfindlichkeit und Frequenzkorrektur an die gewünschte Wiedergabecharakteristik an. Der Vorverstärker ist von der Endstufe getrennt und über ein flexibles Kabel mit dieser verbunden. Zu seinen Reglern gehören ein Loudness-Regler, ein Presence-Regler und ein Treble-Slope-Regler, die alle stufenlos mit einer flachen Position etwa auf halbem Weg regelbar sind. Ein Wafer-Schalter wählt die Frequenz vor, bei der der Höhen-Steigungs-Regler arbeitet. Um einen der größten Gremlins von High-Fi-Geräten zu vermeiden, wird ein Rumpelfilter mit einer ansprechend einfachen Schaltung in den Vorverstärker eingebaut.
Der Leistungsverstärker
Die Schaltung des Leistungsverstärkers ist in Abb. 2 dargestellt. Ein Paar KT88 ist in eine ultralineare Ausgangsstufe geschaltet. Sie werden von einer Gegentakt-Doppeltriode (B329/12AU7) mit niedriger Plattenimpedanz angesteuert. Als erste Stufe und Phasenteiler fungiert eine High-Gain-Doppeltriode (B339/12AX7). Eine Gesamtrückkopplung von 22 dB sorgt für geringe Verzerrungen und einen guten Dämpfungsfaktor. Die Eingangsempfindlichkeit der Endstufe beträgt ca. 0,5 volr rms bei 50 Watt Leistung. Ein Gleichrichter U52/5U4G sorgt für die 500-Volt-Plattenversorgung und ein Thermistor schützt die elektrolytischen Glättungskondensatoren während der Aufwärmphase vor Überspannung. Die Tatsache, dass alle Plattenschaltungen in Gegentaktpaaren angeordnet sind, ermöglicht eine Reduzierung der Plattenzuführungsglättung auf ein Minimum mit konsequenter Einsparung von Komponenten.
Abb. 2. Vollständiges Schema der Leistungsverstärkereinheit.
Die ultralineare Verbindung für Ausgangs-Tetroden und -Pentoden ist in den letzten Jahren für ihre Fähigkeit bekannt geworden, die Ausgangsleistung von Pentoden mit einem Verzerrungspegel von nur oder sogar weniger als Trioden bereitzustellen. Wie aus Fig. 2 ersichtlich ist, sind die Schirmgitter an den Primärwicklungen des Ausgangstransformators abgegriffen, so dass die Audiosignalspannung auf jedem Schirm ein Bruchteil der Signalspannung an der entsprechenden Platte ist. Das Verhältnis von Sieb-zu-Platte-Umdrehungen kann zwischen 20 Prozent und etwas über 40 Prozent liegen, um zufriedenstellende Ergebnisse zu erzielen. Um eine Instabilität bei sehr hohen Frequenzen bei Rückkopplung zu vermeiden, muss der Ausgangstransformator jedoch eine enge Kopplung zwischen den verschiedenen Abschnitten aufweisen, und dies ist mit einem Schirm-zu-Platte-Windungsverhältnis von etwa 40 Prozent, d die halbe Primärseite wird zu 40 Prozent (Windungsverhältnis) aus dem Bt. Ende. Die ultralineare Schaltung bietet eine niedrige Ausgangsimpedanz, die ungefähr der Last entspricht, und ein guter Dämpfungsfaktor ist daher mit Rückkopplung leicht erreichbar.
Die Gegentakt-Doppeltrioden-Treiberstufe sorgt für eine symmetrische Ansteuerung der Endstufe und verhindert einen unsymmetrischen Betrieb, selbst wenn bei Überlast Netzstrom fließt. Als Treiberstufe wurde der B329/12AU7 wegen seiner geringen Plattenimpedanz von ca. 10.000 Ohm ausgewählt. Dadurch wird sichergestellt, dass die Phasenverschiebung aufgrund der Eingangskapazität der Endstufe auf Frequenzen über 50.000 cps verschoben wird. In Kombination mit der Symmetrie der Schaltung trägt dies erheblich dazu bei, die Freiheit von hochfrequenter Instabilität zu gewährleisten, wenn insgesamt eine Rückkopplung angewendet wird.
Eine High-Gain-Doppeltriode in der ersten Stufe (B339/12AX7) sorgt für Selbstabgleich in der Phasenwenderschaltung und eine ausreichende Gesamtempfindlichkeit nach Rückkopplung.
Ausgleichskreise
Das Gegentaktsignal an den Platten der Phasenwenderstufe ist auf etwa 2 Prozent abgeglichen, vorausgesetzt, die 1 Megaohm Widerstände R8 und R9 sind gleich. Ein perfekteres Gleichgewicht kann erreicht werden, wenn R9 im Wert etwa 2 Prozent höher ist als R8, wobei der tatsächliche Wert unwichtig ist. Wenn ein Vergleichsmessgerät verfügbar ist, besteht ein guter Kompromiss darin, Widerstände mit einer Toleranz von 5 Prozent zu verwenden, wodurch R9 den höheren Wert hat. Die Stabilisierungskondensatoren C5 und C6 sollten ebenfalls eine ähnliche Toleranz aufweisen.
Die Balance wird durch die Verwendung eines nicht überbrückten Kathodenwiderstands R18 in der Treiberstufe etwas verbessert. Die Leistungsstufe verwendet einzelne Kathoden-Vorspannungswiderstände mit engen Toleranzen, R27 und R28, und dies neigt dazu, geringfügige Ungenauigkeiten in den Eigenschaften der Ausgangsröhre auszugleichen.
Die durch die obigen Vorsichtsmaßnahmen beim Schaltungsdesign erreichte Gesamt-Gegentaktbalance ergibt eine Leistung, die für die meisten Zwecke absolut zufriedenstellend ist. Wo jedoch ein Audiogenerator und ein Oszilloskop verfügbar sind, können Anpassungen vorgenommen werden, die eine minimale Verzerrungszahl ergeben. Dazu muss ein voreingestelltes drahtgewickeltes Potentiometer R39 in die Plattenschaltung der Treiberstufe eingebaut werden, wie in Abb. 2 gezeigt. Der Audiogenerator sollte auf eine Frequenz zwischen 200 und 2000 cps eingestellt werden und sollte einigermaßen frei von zweiten harmonischen Verzerrungen sein . Er sollte so eingestellt werden, dass er ein Signal liefert, das den KT88 bis zur vollen Ausgangsleistung in einen Dummy-Lastwiderstand treibt; Dies wird durch eine leichte Abflachung einer oder beider Spitzen der Ausgangswellenform aufgrund des einsetzenden Netzstroms angezeigt. Der Balanceregler R39 sollte dann so eingestellt werden, dass beide KT88s gleichzeitig den Beginn des Netzstroms erreichen, wenn die Signalspannung erhöht wird. Es hat sich herausgestellt, dass diese Einstellung eine minimale Verzerrung mit einem Paar von nicht speziell abgestimmten Ausgangsröhren ergibt.
Stabilisierend
Die an einen Verstärker angelegte Rückkopplung muss über den gesamten dem Verstärker zugeführten Frequenzbereich negativ sein. Außerhalb dieses Bereichs muss die Rückkopplung entweder negativ oder wirkungslos sein. Wenn dies nicht der Fall ist, weist der endgültige Frequenzgang Spitzen auf, und eine geringfügige Änderung der Rückkopplungs- oder Lastbedingungen kann zu Schwingungen bei diesen "Spitzen"-Frequenzen führen. Diese Schwingungsneigung von Rückkopplungsverstärkern ist auf Phasenverschiebungen in den Koppelschaltungen und im Ausgangstransformator selbst zurückzuführen. Diese Spitzenfrequenzen liegen normalerweise knapp über und unter dem Audioband, und die Technik, um mit ihnen umzugehen, besteht darin, sie auf eine so hohe oder so niedrige Frequenz wie möglich zu entfernen und dann die Gesamtrückkopplung bei sehr hohen und sehr niedrigen Frequenzen zu reduzieren .
Niederfrequenzstabilisierung
Die Niederfrequenzspitze tritt nur auf, wenn eine Rückkopplung angewendet wird. Sie resultiert aus den kombinierten Phasenverschiebungen von (1) den Koppelkondensatoren und den zugehörigen Netzleckagen und (2) der Primärinduktivität des Ausgangstransformators kombiniert mit den Last- und Röhrenimpedanzen. Der Peak tritt unter 20 cps auf und führt oft zu Morotboating, wenn ein Vorverstärker an dieselbe Plattenversorgung angeschlossen wird. Die Spitze wird minimiert, indem die Zeitkonstanten aller Kopplungsschaltungen durch geeignete Wahl der Kondensatoren unterschiedlich gemacht werden, und die kürzeste Zeitkonstante ist folglich die des Ausgangstransformators selbst. Um den Spitzenwert vollständig zu beseitigen, sollte die Verstärkung des Verstärkers vor dem Anschließen der Rückkopplung bei der Spitzenfrequenz reduziert werden, ohne eine zusätzliche Phasenverschiebung einzuführen. Für einen flachen Frequenzgang ist die erforderliche Verringerung der Verstärkung ungefähr gleich der anzuwendenden Rückkopplung.
In der Praxis wird dies durch Einfügen einer "Stufenschaltung" in eine frühe Kopplungsschaltung erreicht. Dieser besteht aus einem kleinen Reihenkondensator, der von einem hohen Widerstand überbrückt wird, bevor das Netzleck entsteht. Somit wird die Verstärkung reduziert, wenn die Signalfrequenz abgesenkt wird, und wird bei den sehr niedrigen Frequenzen durch einen im Wesentlichen ohmschen Potentialteiler mit sehr geringer Phasenverschiebung reduziert. Für eine Verstärkungsreduzierung von 20 dB (10:1) sollte der Shunt-Widerstand das Zehnfache des Gitterlecks betragen. Der Kondensator sollte ausreichend klein sein, um bei sehr niedrigen Frequenzen eine Impedanz gleich oder höher als die des Shunts zu haben.
Da die "88-50" durchgehend Gegentakt ist, muss auf jeder Seite eine solche Schaltung eingebaut werden. In Abb. 2 besteht dies aus C7 überbrückt von R14 und gefolgt von Grid Leak R16 auf der einen Seite, mit C8, R15 und R17 auf der anderen Seite. Die gewählten Werte sorgen für Niederfrequenzstabilität mit jedem Ausgangstransformator, der die volle Ausgangsleistung bis zu 40 cps liefern kann. Ein Vorteil dieser Art der Stabilisierung besteht darin, dass das Ansprechverhalten des Leistungsverstärkers frei von Spitzen ist und bei sehr niedrigen Frequenzen stark abfällt, so dass keine Tendenz zum Motorbootfahren besteht, wenn der Vorverstärker an die gleiche Plattenversorgung angeschlossen ist. Dies ermöglicht eine Einsparung bei der Glättung für die Vorverstärkerversorgung, insofern es lediglich erforderlich ist, eine ausreichende Welligkeitsreduzierung bereitzustellen.
Hochfrequenzstabilisierend
Bevor eine Rückkopplung angewendet wird, können aufgrund von Resonanzen im Ausgangstransformator Spitzen im Ansprechverhalten der meisten Verstärker bei Frequenzen bis zu 100 oder 200 kc erkannt werden. Mit den Ausgangstransformatoren, die beim Entwurf des Prototyps 88-50 verwendet wurden, waren die Streuinduktivitäten zwischen den verschiedenen Wicklungen gering und die erste Hochfrequenzspitze wurde bei etwa 100.000 cps erkannt. Ein solcher Peak wird bei Rückkopplung immer übertrieben und kann unter bestimmten Bedingungen zu Instabilität führen. Dementsprechend ist eine Stabilisierungsstufenschaltung, vergleichbar mit der bei den niedrigen Frequenzen verwendeten, eingebaut. Diese Schaltung (Abb. 2) besteht aus C5 mit R12 in Reihe und zur Aufrechterhaltung der Symmetrie C6 und R13 auf der anderen Seite.
Lage der Stabilisierungskreise
Die frühen Stufen des Verstärkers wurden so gewählt, dass die hochfrequenten Phasenverschiebungen aufgrund des Miller-Effekts gering sind und bei den gegebenen Komponentenwerten die Stabilisierung im Wesentlichen unabhängig von Ausgangsübertrager und Last ist. Die Stabilisierungsschaltung wurde frühzeitig in den Verstärker eingebaut, um die Gefahr einer Überlastung der vorgeschalteten Röhre auszuschließen. Bei einer solchen Schaltung ist es unerwünscht, zusätzliche Kondensatoren über dem Ausgangstransformator oder über dem Rückkopplungswiderstand zu verwenden, und in jedem Fall ist die Verwendung solcher Kondensatoren kritisch unabhängig von der speziellen Art des verwendeten Transformators und der verwendeten Last.
Die Komponentenwerte wurden gewählt, um die besten Ergebnisse mit Transformatoren der unten beschriebenen Eigenschaften zu erzielen, aber es zeigte sich, dass ein einfacher Transformator mit etwas höheren Streuinduktivitäten im Betrieb recht stabil war. Bei einem Transformator der bevorzugten Spezifikation betrug das Überschwingen bei einer 10.000 cps-Rechteckwelle bei einer ohmschen Last etwa 10 %, und es gab eine Reduzierung der effektiven Rückkopplung um 6 dB bei 40 und 10.000 cps.
Ausgangstransformator
Wünschenswerte Anforderungen an einen ultralinearen Transformator zur Verwendung mit negativer Rückkopplung sind eine angemessene Primärinduktivität und geringe Streuinduktivitäten. Die Primärinduktivität sollte für die volle Leistung bis zu mindestens 40 cps ausreichend sein. Leckagen zwischen Primär und Sekundär, zwischen jeder Primärhälfte und zwischen jedem Plattenabgriff der Halbprimärelemente und dem zugehörigen Bildschirmabgriff sollten jeweils 6 Millienry nicht überschreiten.
Der für den Prototypverstärker verwendete Ausgangstransformator war der WO866, hergestellt von R. F. Gilson Ltd., St. Georges Road, London, SW19 unter Verwendung von kornorientiertem Siliziumeisen. Obwohl für den Betrieb mit geringeren Ausgangsleistungen als die mit KT88 erhältlichen ausgelegt, lieferte er, wie die Kurven zeigen, über den Frequenzbereich von 40 bis 20.000 cps sehr gute Ergebnisse. Hervorragende Ergebnisse wurden auch mit einem Partridge Typ 5353 und einem Savage 4N1 erzielt, wobei letzterer die volle Leistung bis hinunter zu etwa 20 cps liefert. Alle diese Transformatoren hatten die erforderlichen geringen Leckverluste und eine Resonanzfrequenz um oder über 100.000 cps.
Konstruktion
Abb. 3 zeigt die Unterseite des Endstufenchassis. Der Prototyp wurde auf einem Chassis mit den Maßen 14 x 9 x 3 Zoll gebaut. Der Montageplan folgt einem "in-line"-Streifenlayout mit einer Erdungsklemme in der Nähe der Eingangsbuchse und der ersten Röhre (B339/12AX7). Wenn größere Transformatoren verwendet werden, muss das Chassis möglicherweise vergrößert werden, aber das Layout ist wichtig und muss befolgt werden. Es wurde für ratsam gehalten, die Transformatoren aus Sicherheitsgründen mit den Klemmen nach unten zu montieren.
Abb. 3. Unterseite des Chassis, die die Anordnung der Teile und die Anordnung der Verkabelung zeigt.
Der Netztransformator ist so weit wie möglich vom Eingang entfernt, um Brummen zu vermeiden, und seine Ausrichtung sollte beachtet werden (Abb. 1).
Für alle kleineren Komponenten wird eine Montageplatine verwendet. Die größeren Koppelkondensatoren und die späteren Kathoden-Bypass-Kondensatoren werden direkt an die Chassisseite geclipst und bieten dadurch eine Abschirmung, mit Ausnahme von C14, das isoliert werden muss. Für eine einfache Wartung befindet sich unter dem Tagboard fast keine Verkabelung.
Die Heizdrähte sollten zuerst mit verdrillten Doppeldrähten entlang der Biegung des Chassis und den Rohrstutzen so ausgerichtet werden, dass die Heizkabel nicht die Gitterkabel kreuzen. Die Heizungszuleitung für den Vorverstärker sollte ebenfalls in den Oktalbuchsenanschluss gelegt werden. Beide Netzteile müssen einen mit dem Chassis geerdeten Mittelabgriff oder einen künstlichen Mittelabgriff mit zwei gleichen Widerständen haben, wie gezeigt. Der oben erwähnte Massepunkt sollte in der Nähe des ersten Rohres platziert und eine "Stern"-Nase mit einer Sicherungsscheibe für einen guten Kontakt verschraubt werden. Alle Gitter-, Platten- und Zwischenrohrkupplungskreise müssen durch isolierte Kabel zu diesem einen Chassis-Punkt zurückgeführt werden.
Der Signaleingang (Pin 8 an der Oktalbuchse) sollte möglichst direkt mit dem Netz des 12AX7 verdrahtet werden. Der Masseanschluss (Pin 1 am Oktal) und das Netzleck sollten an der "Stern"-Lasche angeschlossen werden. Der Kathoden-Bypass-Kondensator C1 mit dem seriellen Rückkopplungswiderstand R4 sollte zwischen dem Kathodenstift und der "Stern"-Fassung so nah wie möglich an der Netzeingangsleitung verdrahtet werden. Ebenso kompakt sollte der Kathoden-Bypass-Kondensator der zweiten Hälfte des 12AX7 verdrahtet werden. Auch das aus dem Phasenteilernetz gespeiste Netz sollte so kompakt verdrahtet werden, wie es eine gute mechanische Lage der Komponenten zulässt.
Durchgehend sollten Gitter- und Plattenleitungen kurz und so weit wie möglich getrennt sein. "Tote" Verdrahtungen, wie beispielsweise Plattenversorgungsleitungen, die zu einem Glättungskondensator zurückkehren, oder Kathodenvorspannungswiderstände, die überbrückt werden, können bei Bedarf länger sein. Die Gitterstopper R19, R20, R25, R26, R29 und R30 müssen mit sehr kurzen Leitungen direkt an die Röhrenfassung angeschlossen werden.
Der Erdungspunkt jedes Rohres sollte isoliert, wieder mit dem entsprechenden Punkt des Vorgängers verbunden werden und so weiter mit der Sternöse. Ebenso sollte das geerdete Ende der Sekundärseite des Ausgangstransformators an diesen Punkt zurückgeführt werden, da dieser Stromkreis Teil der Rückkopplung ist. Die geerdete Seite der Plattenversorgung und des Mittelabgriffs der Heizung kann jedoch mit dem Chassis verdrahtet werden. Der Ausgangstransformator befindet sich notwendigerweise in der Nähe der Eingangskreise, und die stromführende Platte und die Schirmverdrahtung sollten miteinander verbunden und weit entfernt von der Montageleiste positioniert werden.
Anschließen des Feedbacks
Nach Abschluss und Überprüfung sollte eine Dummy-Widerstandslast angeschlossen und der Verstärker zuerst eingeschaltet werden, wobei die Rückkopplung durch einen offenen Stromkreis an R11 getrennt ist. Wenn die an den Kathodenvorspannungswiderständen gemessenen Spannungen den in Fig. 2 gezeigten annähernd entsprechen (einige Voltmeter liefern einen niedrigeren Wert), kann ein Testsignal von etwa 100 mV an den Eingang angeschlossen und ein Lautsprecher über die Dummy-Last abgegriffen werden. Wenn kein Audiooszillator zur Verfügung steht, kann ein Phonographen-Tonabnehmer mit hoher Ausgangsleistung, beispielsweise ein Quarztyp, über einen temporären Lautstärkeregler an den Eingang angeschlossen werden. In Reihe mit R11 sollte ein zusätzlicher Widerstand von ca. 47.000 Ohm geschaltet werden.
Wenn das Testsignal hörbar ist, sollte die Rückkopplung angeschlossen und eine Notiz gemacht werden, ob die Leistung erhöht oder verringert wird. Wenn die Rückkopplung die Leistung erhöht, müssen die Verbindungen zum Ausgangsübertrager vertauscht werden. Wenn die Rückkopplung den Ausgang verringert, sind die Verbindungen korrekt, und die Rückkopplung kann mit entferntem zusätzlichen Widerstand merklich verbunden werden. Diese Methode beseitigt das Risiko von Schwingungen und einer möglichen Beschädigung der Endröhren und des Transformators.
Leistung
Die maximale Ausgangsleistung eines R-C-gekoppelten Verstärkers kann als die maximal erreichbare Leistung definiert werden, ohne die Ausgangsröhren auf Netzstrom zu treiben, und dies ist leicht auf einem "Scope" zu beobachten. Unter diesen Bedingungen ist die über verschiedene Dummy-Widerstandslasten auf der Sekundärseite des WO866-Transformators gemessene Ausgabe in Abb. 4 dargestellt.
Abb. 4. Kurve, die die maximale Ausgangsleistung der KT88-Ausgangsstufe zeigt, die bei einer Frequenz von 500 cps an die Last auf der Sekundärseite des Transformators geliefert wird.
Bei einer äquivalenten Platte-zu-Platte-Last von 5000 Ohm wird eine Leistung von 50 Watt erreicht, was bei diesem Transformator einem sekundären Lastwiderstand von 10,7 Ohm entspricht. Für eine Sekundärlast von 15 Ohm ergibt das WO866-Übertragerverhältnis eine Primärlast von 7000 Ohm, und bei dieser Last können 40 Watt erhalten werden. Mit zwei 15-Ohm-Lautsprechern parallel würde man eine Leistung von ca. 60 Watt erreichen, bei etwas stärkerer Verzerrung. Platte-zu-Platte-Lasten unter 4000 Ohm führen zu erhöhten Verzerrungen und werden nicht empfohlen. Bei Frequenzen über und unter 500 cps ist die Lautsprecherimpedanz normalerweise größer als der Nennwert und die effektive Last ist daher höher.
Bild 5 zeigt den Frequenzgang bei einer Ausgangsleistung von ca. 1 Watt an einer Last von 10,7 Ohm. Die Pegelantwort ohne Spitzen über den gesamten Frequenzbereich von 10 bis 100.000 cps zeigt an, dass die Stabilisierungsschaltungen mit einem Ausgangstransformator mit den oben beschriebenen Eigenschaften sehr zufriedenstellend sind. Dadurch ist der Verstärker unter Ansteuerung völlig frei von jeglicher Neigung zu parasitären Schwingungen. Die Tendenz, dass das Ansprechverhalten unter 10 cps fällt, ist typisch für einen stabilisierten Verstärker mit Rückkopplung und unterstützt die Tieffrequenzstabilität erheblich, wenn ein Vorverstärker an die gleiche Plattenversorgung angeschlossen ist.
Abb. 5. Frequenzgang des Verstärkers bei 1 Watt Leistung.
Die maximale Leistung ist über das Audioband von 30 cps bis über 20.000 cps erhältlich (Fig. 6). Die gleiche Abbildung zeigt, dass bei maximaler Leistung die Verzerrung der zweiten und dritten Harmonischen bei 500 cps jeweils weniger als 0,1 Prozent beträgt. Die Erhöhungen bei 100 und 5000 cps sind das Ergebnis der Stabilisierungsschaltungen, die die effektive Rückkopplung bei hohen und niedrigen Frequenzen reduzieren. Dies ist jedoch ein kleiner Preis für die saubere Leistung, die sich aus der guten Stabilität ergibt. Die harmonische Verzerrung wurde bis zu 15.000 cps gemessen und Hörtests bestätigten die Vorzüge der gezeigten Ergebnisse. Es ist auch zu beachten, dass diese Werte für Verzerrungen bei voller Leistung über den gesamten Frequenzbereich gemessen werden.
Abb. 6. Maximale Ausgangsleistung bezogen auf 50 Watt, über das gesamte Frequenzspektrum, zusammen mit Verzerrungskurven bei Nennleistung.
Die maximale Ausgangsleistung wird bei einer Eingangsansteuerung von 0,5 Volt rms erreicht, und der Brummpegel beträgt -73 db bei offenem Eingang oder besser als -90 db bei kurzgeschlossenem Eingang. Die Rückkopplung beträgt 22 db bei 500 cps mit 10,7-Ohm-Zedern (24-Volt-Ausgang). Bei Verwendung mit anderen Lastimpedanzen sollte der Rückkopplungswiderstand R11 (4700 Ohm) proportional zur resultierenden Ausgangsspannung geändert werden.
Der Inhalt des Artikels für Elektronenröhren-Enthusiasten wurde von Grzegorz 'gsmok' Makarewicz . bereitgestellt