Amplificador de válvulas "Concertino"

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Fotos y descripción - Marcin Sławicz

Los inicios del proyecto

  La idea de construir mi propio amplificador de válvulas me ha estado molestando durante los últimos dos años. No soy un audiófilo maníaco y el uso de equipos de estado sólido "ordinarios" fue suficiente para mí (siempre preferí escuchar música que equipos). Ahora, sin embargo, mi desgastado amplificador está empezando a sufrir las dolencias de la vejez, y aunque podría regenerarlo, hay una gran oportunidad para implementar una aventura de válvulas.

  Al principio estaba pensando en un diseño basado solo en triodos, pero rechazando los circuitos SE con demasiados inconvenientes. Se puede encontrar una descripción muy interesante del amplificador push-pull con triodos de filamento directo en el sitio web de Lynn Olson. Vale la pena echarle un vistazo allí por las soluciones sumamente interesantes utilizadas en sus proyectos. Sin embargo, los amplificadores descritos tienen una gran desventaja: el costo (principalmente debido a los tubos 300B o 2A3 y los transformadores entre etapas). Así que tuve que buscar más.

  Me llamaron la atención los triodos de potencia dual 6AS7 calentados indirectamente, que alguna vez se usaron principalmente en circuitos de potencia, pero que también se adaptaron perfectamente como tubos de electrones en la etapa de salida de amplificadores de audio. El costo de los tubos de electrones sería mucho menor, pero debido al factor de ganancia de voltaje bajo, en este caso, se tendrían que utilizar transformadores interestatales costosos y difíciles de obtener o dos o más triodos en conexión en paralelo. El Sr. Russ Sadd describió en su sitio web un amplificador push-pull con triodos 6AS7.

  Mi proyecto tomó algunos meses más, durante los cuales me convencí poco a poco de que un amplificador de potencia exitoso no tiene por qué tener triodos en la etapa de salida. Comencé a considerar el uso de tetrodos de haz trabajando en la etapa de ganancia en una configuración ultra lineal. Tal circuito combina las ventajas del sonido de triodo (baja distorsión) con alta eficiencia y estabilidad de tetrodos y pentodos. Tuve la opción de elegir entre tubos 6L6 / 5881, KT66, KT88 / 6550, que se usan comúnmente tanto en amplificadores de guitarra como en diseños de alta fidelidad.

  Otro período de mi proyecto es buscar en la red para seleccionar el circuito amplificador básico. El amplificador no debería ser complicado, porque un circuito complejo no garantiza una alta calidad de sonido y, con posibilidades de medición limitadas, puede ser difícil de poner en marcha. Los dispositivos producidos en serie deben garantizar la repetibilidad de la producción y la estabilidad relativa de los parámetros durante el funcionamiento posterior. Al diseñar un amplificador para usted, a menudo puede tomar atajos sin preocuparse por el servicio posterior.

  Mi elección recayó en un diseño conocido que se ha probado en miles de hogares en todo el mundo. Será la próxima versión del D.T. N. Williamson. Casi todas las empresas que solían producir amplificadores de válvulas tenían un producto en mayor o menor medida basado en este famoso circuito. Puede encontrar cientos de artículos en Internet que describen diferentes variedades de amplificadores Williamson. Aprovechemos hoy estas ricas experiencias.

Supuestos de diseño

  En 1947, Williamson introdujo un circuito amplificador que supuso un gran avance en la búsqueda de una reproducción de sonido de alta calidad. Los elementos más característicos de este amplificador son el splitter de fase de carga dividida y el uso de un transformador que transmite la señal en el rango de 2Hz ÷ 60.000Hz (condición necesaria para lograr la estabilidad del amplificador con un lazo de retroalimentación cerrado).

  Todas las etapas del amplificador Williamson son, de hecho, extremadamente simples, pero al mismo tiempo cooperan perfectamente entre sí, lo que garantiza una distorsión de señal relativamente baja. Sin embargo, el sistema tiene varios inconvenientes, que se hicieron esfuerzos para mejorar en los años siguientes. La siguiente figura muestra la versión 1949 del amplificador con los valores de los componentes marcados.

  La etapa de entrada, el inversor de fase y la etapa de control se construían generalmente en tubos de electrones 6SN7, 6CG7 o 12AU7 (ECC82). Su punto de funcionamiento se seleccionó incorrectamente, lo que resultó en distorsiones armónicas del 2% a la mitad de la potencia nominal. Las modificaciones adecuadas al sistema permiten obtener distorsiones que no superen el 0,5% hasta el nivel de recorte de la forma de onda.

  Las primeras versiones de los amplificadores sonaban demasiado suaves al intentar tocar un bajo fuerte. Esto se debió a un filtrado de energía deficiente. El aumento de la capacidad de los condensadores de filtrado y desacoplamiento no solo mejoró la transmisión de pulsos, sino que también mejoró la estabilidad del amplificador.

  Otra idea que no fue la mejor fue utilizar un par de tetrodos en la etapa de salida en una conexión de triodo con una resistencia de cátodo común y sin desacoplamiento capacitivo. Esta disposición limitó significativamente la potencia de salida y la buena transmisión de alta frecuencia. Un circuito mucho mejor fue el amplificador ultralineal, propuesto en 1951 por David Hafler y Herbert Keroes, que permite obtener distorsiones significativamente más bajas con una potencia de salida similar y parámetros de retroalimentación global. Afortunadamente, la etapa de potencia ultra lineal se puede combinar perfectamente con el resto de las etapas del amplificador Williamson.

  Después de leer muchos artículos (afortunadamente disponibles) y analizar aún más esquemas de amplificadores similares, cristalizaron los supuestos básicos del diseño:

En la parte posterior de la descripción, se discutirán las partes individuales del amplificador Concertino.

Circuito de entrada del amplificador

  Las dos primeras etapas de un amplificador, el amplificador de entrada y el divisor de fase, deben considerarse juntas.

  En el diagrama del amplificador Williamson original y prácticamente en todas sus versiones posteriores, la etapa de entrada utiliza un tubo de electrones en un sistema de cátodo común con retroalimentación local y una señal de retroalimentación global alimentada al cátodo. La señal de salida del ánodo va directamente a la entrada del divisor de fase en el sistema de carga distribuida. Para que el divisor de fase cumpla correctamente su función, su red debe tener una tensión relativamente baja (25 ÷ 35% de la tensión de alimentación de esta etapa, es decir, normalmente 90 ÷ 100V). Esto provoca condiciones de trabajo muy desfavorables para el primer tubo de vacío, especialmente si es el tubo 6SN7, que funciona mucho mejor con voltajes de ánodo en el rango de 150 ÷ ​​250V. El artículo "Modificaciones del amplificador de tubo de Williamson" ofrece una forma de mejorar esta situación cambiando los puntos de funcionamiento y los voltajes de alimentación de ambos tubos.

  El inversor de fase con carga dividida, aunque conserva la simetría perfecta de ambas formas de onda de salida, tiene un coeficiente de supresión de ondulación de suministro muy bajo y una diferencia significativa en las impedancias de salida de ambos circuitos. El segundo inconveniente se elimina efectivamente en la tercera etapa del amplificador (controlador de etapa de potencia), mientras que el factor de PSRR bajo se puede mejorar mediante la modificación adecuada de las dos primeras etapas del amplificador.

  John Broskie describió la solución al problema en el TubeCad Journal (abril de 1999) y la utilizó en su serie de amplificadores "Aikido". El bajo PSRR del separador de fases se consideró aquí como una ventaja y contribuyó a una muy buena supresión de la ondulación de la fuente de alimentación de las dos primeras etapas del amplificador. La idea es introducir deliberadamente perturbaciones en el circuito para obtener una forma de onda sin perturbaciones en la salida.

  Si el punto de funcionamiento del primer tubo de electrones se establece de modo que el voltaje de CC en el ánodo sea la mitad del voltaje de suministro de esta etapa, la ondulación de la red suprimida en 6 dB (amplitud media) aparecerá en la salida. La ondulación se transferirá a través del condensador C1 a la rejilla del segundo tubo de electrones y aparecerá coincidente en el cátodo de la segunda etapa y en fase opuesta en el ánodo de la segunda etapa. Pero en el ánodo de este sistema también aparecerán ondas que fluyen directamente desde la fuente de alimentación en la fase compatible. Las dos formas de onda, cuando se suman, darán al ánodo una forma de onda similar en fase y amplitud a la señal en el cátodo de la segunda etapa. El resultado no es una forma de onda diferencial, sino una forma de onda común que se suprimirá en las siguientes etapas del amplificador. Por supuesto, el sistema suprime no solo la ondulación, sino también cualquier interferencia del circuito de alimentación.

   La figura anterior muestra una simulación de la supresión de la ondulación de la red de las dos primeras etapas del amplificador (todas las formas de onda se muestran sin el componente de CC). Para que el resultado final diera una forma de onda medible, la amplitud de ondulación de la fuente de alimentación se exageró (60 V) y las capacidades de filtrado se redujeron radicalmente. La figura muestra la amplitud de ondulación de la fuente de alimentación de la primera etapa de 0,95 V. La señal diferencial en la salida de la segunda etapa no supera los 37 mV, por lo que la supresión de la ondulación de la red alcanza el valor de 28 dB. A modo de comparación, la amortiguación de la ondulación de las etapas de entrada del circuito Williamson tradicional es de solo una docena de dB.

   El sistema descrito anteriormente tiene otras dos ventajas. Las resistencias R4 y R5 le permiten configurar convenientemente el punto de operación del segundo tubo de vacío, lo que permitirá obtener la amplitud de salida máxima del inversor de fase (generalmente se establece R4 = R5). Estas resistencias pueden ser muy grandes (del orden de unos pocos megaohmios).

  Si los valores de R2 y R6 son iguales, las dos primeras etapas formarán un circuito con un consumo de corriente constante (la corriente que fluye a través de la resistencia R9 no cambia). Esta condición garantizará la máxima estabilidad de la fuente de alimentación de las dos primeras etapas cuando el amplificador sea impulsado por la forma de onda de entrada.

  La última figura muestra el diseño de las dos primeras etapas del amplificador Concertino. El potenciómetro en el circuito del cátodo de la primera etapa del amplificador permite minimizar la señal de ondulación de la red diferencial medida entre las salidas de la segunda etapa (que debería ocurrir en el potencial del ánodo del tubo V1B igual a la mitad de la tensión de alimentación del primer dos etapas La ganancia de la primera etapa es de aproximadamente 10 sin bucle de retroalimentación cerrado y algo más de 2 con retroalimentación Se utiliza un triodo ECC82 doble en las dos primeras etapas.

Etapa de control del amplificador

  En la tercera etapa del amplificador, el controlador de la etapa final, no hay grandes sorpresas. Es un amplificador diferencial con una resistencia de cátodo común. Agregar un condensador en paralelo a la resistencia del cátodo no cambiará sustancialmente el funcionamiento del circuito, pero aumentará la distorsión de la etapa innecesariamente (deterioro de la simetría de la etapa).

  La elección de un tubo para esta etapa puede ser un problema. El tubo de electrones 6SN7 propuesto por Williamson carga la etapa anterior con una capacidad de entrada relativamente grande (del orden de 70pF). Para un circuito de cátodo inversor de fase de baja impedancia, esto no es un problema, pero para un circuito de ánodo, reduce la ganancia de alta frecuencia. Aunque el controlador resuelve este problema bastante bien, vale la pena considerar el uso de un tubo de vacío con una capacidad de ánodo de rejilla más pequeña.

  El ECC82 es un tubo de electrones. Sin embargo, tiene otra gran desventaja. La etapa de control debe poder amplificar la forma de onda al valor de 30V ÷ 35V. A tales amplitudes, el tubo de electrones ECC82 genera distorsiones considerables, aproximadamente 2,5 veces mayores que las del 6SN7. Por lo tanto, un amplificador Williamson mal diseñado puede lograr distorsiones de 5% ÷ 10% sin un bucle de retroalimentación antes de recortar la forma de onda (y la mayoría de estas distorsiones provienen de la etapa del controlador).

  El tubo de electrones 6SN7 muestra su ventaja incluso para amplitudes mucho más pequeñas. Finalmente, decidí usar los tubos de electrones 6SN7EH (el equivalente al antiguo RCA 5692 con un pedestal rojo). La etapa de control construida en estos tubos de electrones tiene una ganancia de aproximadamente 16.

  En muchos diagramas esquemáticos comunes, el valor de la resistencia del cátodo R16 es demasiado pequeño (por ejemplo, 220Ω o 390Ω), lo que determina desfavorablemente el punto de funcionamiento del tubo de electrones (Ugk = -2V ÷ -3V). Dado que la etapa de control debe poder suministrar a los tubos una potencia de tensión de aproximadamente 70 Vpp, la tensión de red de los tubos 6SN7 variará en más de 4 Vpp. Para que la rejilla de estos tubos no caiga dentro del rango de voltajes positivos, es más seguro establecer Ugk = -4V o menos.

  En algunos amplificadores (también en el esquema del amplificador Williamson original), la tensión de alimentación se aplica a las resistencias de ánodo R17 y R18 a través de un potenciómetro adicional, que ayuda a ajustar la simetría del circuito para la forma de onda de CA. En la práctica, el circuito se adapta bien a una ligera asimetría de forma de onda y el uso de dos resistencias de ánodo iguales es perfectamente suficiente.

La etapa de salida

  La etapa de potencia del amplificador Concertino será ultralineal de acuerdo con las recomendaciones de Hafler y Keroes de 1951.

  Los tubos de electrones de potencia en el sistema ultralineal alcanzarán aproximadamente el 75% de la potencia en comparación con el sistema tetrodo / pentodo y al menos el doble de potencia que el sistema triodo con parámetros operativos comparables. El sonido obtenido en sistemas ultralineales, debido a la baja distorsión y mejor coeficiente de amortiguación, se asemeja al sonido obtenido de los amplificadores de triodo. El circuito ultralineal es perfecto para amplificadores de alta fidelidad y se usa con menos frecuencia en amplificadores de guitarra.

  Los tubos de electrones recomendados para sistemas ultralineales suelen ser PL36, 6V6GT, 6973, 5881 / 6L6GC / 7591, KT66, KT88 / KT90, 813. Los pentodos EL34, 6CA7 y EL84 dan un sonido un poco menos limpio, aunque también se utilizan con frecuencia. Mi elección recayó en los tetrodos de haz 6L6GC actualmente producidos por JJ Electronic.

  Otro problema fue la elección del sistema de polarización de los tubos de potencia. El sesgo fijo mejoraría la eficiencia del amplificador y facilitaría el ajuste de la corriente de reposo de la etapa de potencia. La economía del sistema es prácticamente nula, porque es necesario construir un sistema para generar y regular la tensión de polarización negativa. El circuito de polarización automática es más sencillo de implementar y muchos consideran que suena mejor. Los tubos de electrones con polarización automática entran más suavemente en el rango de saturación, lo que puede ser importante en sesiones de escucha ruidosas y en altavoces ineficaces.

  El circuito de polarización de los tubos de la etapa de salida que utilicé tiene un mecanismo simple pero efectivo de simetrización de la corriente de reposo, que se encuentra tanto en el Williamson original como en diseños posteriores, por ejemplo, de Heathkit. Los tubos de electrones funcionan en la clase AB1 (hasta aproximadamente 10W en la clase A). El valor de la resistencia R25 se utiliza para establecer la corriente de reposo de ambos tubos de electrones (la suma de las corrientes de cátodo es de aproximadamente 120 mA, que a un voltaje de ánodo de 430 V provocará la liberación de aproximadamente 23,5 W de potencia en reposo en cada tubo de electrones ). El potenciómetro de alambre R32 iguala las corrientes de reposo de ambos tubos de electrones (los cátodos deben tener el mismo potencial, que es una aproximación suficiente de la condición de la misma corriente de ánodo de los tubos). Los condensadores de bloqueo en el circuito del cátodo de los tubos de potencia pueden afectar ligeramente el nivel de distorsión de la etapa de salida (de qué manera, depende del circuito y los tubos de potencia utilizados). En algunos diseños, estos condensadores se omiten, pero en la clase AB deben usarse.

  De acuerdo con las recomendaciones de Williamson, el transformador de salida debe tener un ancho de banda de 2Hz ÷ 60,000Hz. No es fácil conseguir un transformador con los parámetros correctos (muchos de los transformadores de audio vendidos se han diseñado teniendo en cuenta los amplificadores de guitarra). Al final, decidí no arriesgarme y comprar los transformadores toroidales TG36 probados desde hace mucho tiempo, vendidos por Amplifon y utilizados en sus amplificadores WL36 y WL25 en una disposición muy similar. Los transformadores tienen devanados de múltiples secciones, tomas ultralineales y una impedancia nominal entre los ánodos de 6,6 kΩ (por lo tanto, son adecuados para la cooperación con tubos de electrones 6L6GC).

  La ganancia de esta etapa en el sistema ultralineal (toma para el 43% del devanado primario) es aproximadamente 9. El amplificador debería entregar fácilmente aproximadamente 25W de potencia por canal. Por lo tanto, no debería haber ningún problema para manejar mis pequeños monitores con una eficiencia de alrededor de 87dB / W / m.

Fuente de alimentación

  Actualmente, hacer la fuente de alimentación con el uso de un simple transformador de red, un puente semiconductor y un banco de condensadores de filtrado parece ser la solución más sencilla y adecuada. Sin embargo, tal sistema genera un alto ruido de conmutación y requiere el uso de una conexión de voltaje de ánodo retardada adicional. Entonces, ¿por qué no recurrir a viejas técnicas probadas y resolver varios problemas a la vez?

  Entonces usaré un rectificador de tubo con un filtro LC. Los rectificadores calentados directamente no son adecuados; aquí también se necesitaría un sistema de arranque retardado (la falta de tal sistema era un serio inconveniente del diseño original de Williamson). Entre los tubos calentados indirectamente se puede elegir, por ejemplo, 5AR4 / GZ34. Sin embargo, un tubo de electrones no manejará ambos canales; se deben usar dos para que no se excedan los parámetros operativos permitidos (270 mA de consumo de corriente promedio y aproximadamente 1 A de consumo máximo).

  La lectura de las páginas de Lynn Olson volvió al rescate. Como Olson, usaré dos diodos de supresión 6D22S para rectificar la corriente. Cada uno tiene un solo ánodo, por lo que se necesitan dos tubos para un rectificador de onda completa. Tienen sus inconvenientes: Pines magnovales (enchufes menos accesibles) y conexión de cátodo con un casquillo en la parte superior de la lámpara. En cambio, ofrecen un ruido de conmutación muy bajo, un voltaje directo bajo (15 V), una corriente de pico alta (2 A) y un tiempo de calentamiento muy largo (30 s), resolviendo así el problema del arranque suave del amplificador. Los tubos de electrones 6D22S requieren un voltaje de filamento de 6,3 V. Está permitido usar un devanado común de 6.3V para todos los tubos del sistema, pero en mi amplificador, los tubos rectificadores recibirán una corriente de filamento de un devanado separado (con la posibilidad de forzar el potencial del cátodo de estos tubos en el devanado).

  Construiré el filtro en forma de doble П: CLCLC. Usaré dos choques con espacio de aire (balastos de tubo fluorescente) con una inductancia de 1.56H, una resistencia de 48Ω y una corriente máxima de 0.37A. La simulación de la fuente de alimentación de PSU Designer II muestra un voltaje de ánodo de 428 V con ondulaciones de 2,46 mV. En el caso de un solo filtro П, tendría que usar un estrangulador con una inductancia de más de 100 H para lograr un efecto similar.

  El transformador de red fue fabricado por encargo por la empresa MKPT (versión Telto). Es un toroide de 250 VA que proporciona 2 * 390 V para circuitos de ánodo, 6,3 V para tubos de electrones 6D22S y 2 * 3,15 V para otros tubos (toma central en el potencial de tierra para minimizar el zumbido de la red). Si mis estimaciones son correctas, debería obtener un voltaje de ánodo de aproximadamente 430 V bajo carga.

Diagrama esquemático del amplificador

  El dibujo muestra el esquema completo del amplificador (al hacer clic se abre un dibujo detallado).

  El marcado de la masa de la señal depende del lugar de su aparición. Esto corresponde al principio de distribución de masa en un sistema estelar. Todas las tierras locales están conectadas en un punto cerca del condensador C36. También en este punto, la tierra de la señal se conecta a la carcasa del amplificador y la tierra de protección de la fuente de alimentación.

  Las resistencias R22 y R23 proporcionan una señal de retroalimentación negativa global. El amplificador de bucle abierto tiene una ganancia de aproximadamente 90. Con un bucle de retroalimentación cerrado, la ganancia cae a menos de 20. La profundidad del bucle (13dB para los valores presentados) se establece por el valor de las resistencias R22 y R23 (la también afecta el ajuste de los potenciómetros R3 y R4). El control total del amplificador (25 W de potencia) se logra para la señal de entrada con una amplitud de aproximadamente 1 V, por lo que no habrá ningún problema con la activación del amplificador desde fuentes de sonido típicas (CD, sintonizador, grabadora de cinta).

  El circuito Zobel entre los pines de los devanados secundarios de los transformadores de salida mejora la estabilidad del amplificador a altas frecuencias (especialmente importante cuando la carga está desconectada).

  El circuito amplificador incluye elementos que garantizan la estabilidad del amplificador en el rango supraacústico. Estos son los condensadores C3, C4, C7 y C8, y las resistencias R13 y R14. El valor de la capacitancia C7 y C8 debe seleccionarse experimentalmente cuando se enciende el amplificador (el criterio de minimizar los cruces y oscilaciones en la reproducción de la onda cuadrada).

  En la entrada del amplificador utilicé un potenciómetro doble de 100 kΩ con características lineales. Junto con las resistencias R7 y R8 se obtiene la aproximación de la característica exponencial (mucho mejor que en la mayoría de los denominados potenciómetros logarítmicos). El funcionamiento de tal potenciómetro fue descrito por Rod Elliott en el artículo "Mejor control de volumen". Las figuras a continuación muestran el error de concurrencia de ambos potenciómetros medidos por mí y sus características. El error se minimiza seleccionando los valores de las resistencias R7 y R8. A los niveles de sonoridad comúnmente usados ​​(atenuación 60dB ÷ 20dB) el error del potenciómetro modificado no excede 0.15dB. Nunca he tenido resultados igualmente buenos al medir potenciómetros logarítmicos de fábrica. Los potenciómetros de la reconocida empresa ALPS permiten hasta 3dB del error de concurrencia de valor.

  Una desventaja del control de volumen que se muestra es que la carga en la fuente de señal cambia con la posición del control deslizante. En la posición extrema derecha, la resistencia de entrada cae a aproximadamente 13kΩ. La señal de entrada del control deslizante del potenciómetro de volumen también va al circuito de búfer. Este circuito no se muestra en el diagrama esquemático ya que tiene una función auxiliar (salida de señal para el subwoofer activo).

Alojamiento

  Aquí es donde comienzan los verdaderos problemas. No todos los ingenieros electrónicos aficionados tienen un taller mecánico suficiente. Puedo hacer cosas simples como taladrar, aserrar y pulir en casa. Tendré que subcontratar los más complicados, como el doblado de láminas o la perforación de agujeros para tubos de electrones.

  En mi caso, la carcasa tendrá que adaptarse al resto del equipo de audio, lo que significa una construcción negra integrada con un ancho de 43 cm. Al mismo tiempo, la carcasa debe ser simple y permitir un montaje espacial conveniente. Además, no puede desfigurar y costar una fortuna.

  Decidí hacer la carcasa que se muestra esquemáticamente en el dibujo. El chasis básico consistirá en una placa de acero doblada de 2 mm de espesor. Los pliegues formarán los paneles delantero y trasero. Los laterales serán de madera barnizada y se sujetarán de forma permanente a la chapa. El acceso al interior de la carcasa es posible gracias a un fondo atornillado, una placa de acero con un grosor de 1 mm. Los tubos y transformadores toroidales se colocarán en la parte superior del dispositivo y requerirán elementos de protección y enmascaramiento adicionales. El resto de elementos se instalarán en el interior de la vivienda.

  La placa de acero de 2 mm de espesor forma el chasis esencial que mide 398 mm x 360 mm y solo 50 mm de alto. La deflexión de la hoja no se realizó exactamente en ángulos rectos y tiene un radio relativamente grande, lo que, sin embargo, no es un defecto de la supuesta estructura de la carcasa.

  Chasis después de taladrar y aserrar. Se han perforado más de 100 agujeros, aunque estos son solo los necesarios (algunos de los elementos estarán pegados).

  Chasis después de pintura en polvo y serigrafía.

  Paneles laterales en preparación. Después de algunos intentos, decidí usar un barniz tinte "ébano".

  El chasis ensamblado crea una caja rígida y duradera.

Montaje del amplificador

  Para el montaje, construí un soporte especial hecho de elementos de madera, sobre el que descansa firmemente el chasis, y que me permitirá hacer funcionar el amplificador al revés.

  Primero, instalé un ángulo de acero dentro de la carcasa para reforzar aún más la estructura. En sus proximidades, la carcasa tiene que soportar unos 8 kg de peso, que consta de dos choques y tres transformadores toroidales. Luego instalé todos los elementos externos (tomas de tubo de vacío, tomas e interruptores) y los estranguladores del filtro de potencia. La foto de arriba también muestra la mayoría de los conectores de soldadura que permiten un montaje espacial conveniente de componentes electrónicos. Los conectores con manguitos distanciadores se pegaron a la carcasa con pegamento epoxi.

  Después de instalar los transformadores, el amplificador pesa casi 10 kg. Mover, levantar o girar una estructura tan pesada se ha convertido a partir de entonces en una tarea bastante difícil.

  "Rellenar" numerosos cables de transformadores es la primera tarea de montaje seria. No hay mucho espacio y fue necesario acortar significativamente los cables.

  Diodos 6D22S ya instalados. Los cables que conducen a las tapas del cátodo están ocultos en tubos de aluminio doblados.

  La fuente de alimentación está ensamblada y lista para probar. En el centro se pueden ver los extremos opuestos de los tubos de aluminio que se muestran en la foto anterior. Ligeramente a la izquierda (cerca del estrangulador) hay algunas orejetas de soldadura. Este es el punto central de la tierra del amplificador; por lo tanto, la tierra se distribuirá a otros circuitos. En esta etapa, también se establecieron los circuitos de filamentos para todos los tubos.

  La carga temporal de la fuente de alimentación fue de 5 resistencias de treinta vatios con una resistencia total de 1800 Ω. Durante la prueba, deberían generar más de 100W de potencia.

  Afortunadamente, el primer encendido tuvo lugar sin efectos pirotécnicos no deseados. Como era de esperar, el uso de diodos 6D22S asegura un arranque largo y suave de la fuente de alimentación. Los primeros voltios en carga aparecen aproximadamente 15 segundos después de que se enciende el sistema. Luego, el voltaje aumenta suavemente hasta que alcanza el valor objetivo después de aproximadamente 35 segundos.

  Dos bobinas y dos condensadores de gran tamaño, cada uno con una capacidad de 500 µF, constituyen un filtro de potencia principal muy eficaz. En las condiciones de prueba en la entrada del filtro, se mide un voltaje directo de 462 V con una ondulación de 26 Vrms. En la salida del filtro, a 439 V CC, la ondulación de la red cae a un nivel inferior a 0,5 mVrms. Estos valores son totalmente coherentes con los resultados de la simulación realizada con el programa PSU Designer II.

  Después de iniciar la fuente de alimentación, es hora de instalar la etapa de potencia. Había pocos componentes para montar, pero algunos de ellos tienen grandes dimensiones, como condensadores de bloqueo de 0,47 µF, resistencias de circuito de cátodo de 5 vatios y un potenciómetro de cable de 100 Ω (en la parte superior de la foto).

  El primer encendido de la etapa de salida del amplificador se realizó sin problemas. Después de aproximadamente una docena de segundos desde que se enciende la fuente de alimentación, el voltaje del ánodo aumenta lentamente (los tubos de potencia ya se han calentado y cargan la fuente de alimentación) y se estabiliza después de unos 40 segundos. Debido a la carga incompleta de la fuente de alimentación (sin primeras etapas del amplificador), el voltaje del ánodo es un poco demasiado alto (en última instancia, debe rondar los 430 V). El valor de la resistencia R56 se selecciona para obtener la corriente de reposo adecuada de los tubos de potencia. Dos resistencias de 470 Ω conectadas en paralelo (corriente de cátodo de cada tubo de electrones de aproximadamente 57 mA) demostraron ser adecuadas. El potenciómetro de cable R5 le permite igualar eficazmente la corriente de reposo de ambos tubos de potencia (potencial de cátodo igual de ambos tubos).

  Después de conectar el altavoz, pude escuchar un ligero zumbido de la red. La medición de la señal en la salida del amplificador dio un valor de 0,8 mVrms a una frecuencia fundamental de 100 Hz. La foto de la derecha muestra la forma de onda en la salida del transformador. Otras pruebas confirmaron que la causa del zumbido no reside en la disposición de los componentes del amplificador. El cambio en la configuración de los circuitos de suministro de energía del filamento (incluidas varias formas de simetrización del circuito) y el cambio del enrutamiento a tierra no afectaron el nivel de interferencia en la salida.

  Después de quitar los tubos de salida y encender el amplificador con una carga artificial, resultó que la señal en la salida todavía estaba induciendo (el valor efectivo disminuyó a 0.5mV). Esto muestra claramente el acoplamiento magnético entre los transformadores de salida y el transformador de red. La colocación de una simple división de chapa de acero entre los transformadores redujo significativamente el zumbido de la red. Además, cambiar la posición mutua de los transformadores redujo significativamente el zumbido, pero en última instancia, preferiría evitar este método de eliminación de ruido. La solución al problema será el uso de blindaje magnético de los transformadores (probable reducción del zumbido en unos 10 dB) y el uso de retroalimentación negativa global (reducción del zumbido en una docena de dB). Entonces, el nivel de zumbido no debería ser un problema incluso cuando se utilizan altavoces con alta eficiencia.

  En la tercera etapa de construcción, se montó la etapa de control. La foto muestra solo algunas resistencias y condensadores que componen esta etapa. En el lado izquierdo también puede ver el filtro de potencia de esta etapa (resistencia de 4,7 kΩ y condensador de 56 µF). El lanzamiento de esta etapa de amplificación no trajo ninguna sorpresa.

  Como puede ver en el dibujo adjunto, la tensión de alimentación de la etapa es ligeramente superior a la tensión nominal (350 ... 360V) debido a la falta de carga en el filtro RC con la etapa de tensión (aún no ensamblada). Por tanto, la corriente de reposo de la etapa de control es ligeramente superior a la supuesta, lo que, sin embargo, no afecta al correcto funcionamiento del sistema. La corriente de reposo y el voltaje del ánodo de ambas ramas no son iguales debido a la divergencia de los parámetros de ambos triodos. Como se trata de una configuración de amplificador diferencial, no es posible ecualizar estas corrientes sin romper la simetría del componente variable. El funcionamiento escalonado para una señal alterna es normal (simetría perfecta). La ganancia de voltaje medida es 17 (un poco más de lo que mostraban las estimaciones anteriores).

  En la última etapa de arranque del amplificador, la etapa de voltaje y el divisor de fase fueron ensamblados y puestos en servicio. En la parte superior de la foto puede ver un potenciómetro para ajustar la corriente de reposo del primer triodo (para obtener un voltaje de ánodo de exactamente la mitad del valor del voltaje de suministro de la primera etapa).

  La figura muestra los voltajes y corrientes en puntos individuales del sistema. Los elementos que compensan la característica de amplitud-fase (C3 y R13) se seleccionarán solo después de que se cierre el circuito de retroalimentación negativa. El funcionamiento del sistema para el componente variable de la señal es correcto. La ganancia de voltaje de la primera etapa medida es 9,78 y el divisor de fase es 0,87 (en cada rama). Debido al muy buen filtrado de la tensión de alimentación (la ondulación de la red no se puede medir), es difícil observar y medir el rendimiento deseado del amplificador de Aikido (los principios de funcionamiento se pueden encontrar en la página "Etapa de entrada"). Quizás el circuito se simplifique más adelante al diseño tradicional de Williamson (se necesitarán pruebas comparativas). Todo el circuito probado en bucle abierto genera poco ruido en la salida y un zumbido de red a un nivel de 1,25 Vrms (audible en el altavoz desde una distancia de unos 30 cm). Ambos tipos de distorsión se reducirán aplicando retroalimentación global. Vale la pena señalar que el zumbido de la red se mantuvo en el nivel medido inmediatamente después de la activación de la etapa de potencia. Esto indica que no hay fuentes de zumbido adicionales en la etapa de entrada y control.

  La siguiente figura muestra los valores de voltaje de la señal de prueba en varios lugares del circuito amplificador (verde), los valores de ganancia de etapas individuales (azul) y los valores de voltaje que suministran etapas individuales (rojo). La ganancia del amplificador de bucle abierto es 92,5.

Arranque del amplificador

  A menudo se supone que para los sistemas ultra-lineales es suficiente cubrir el amplificador con un bucle de retroalimentación global con una profundidad de varios dB. Vale la pena recordar que el sistema implementado tiene una serie de retroalimentaciones locales (en la etapa de entrada, divisor de fase y en el circuito de la rejilla de blindaje de la etapa de potencia), que reducen las distorsiones de la señal incluso sin el uso de retroalimentación global. Sin embargo, se necesita un acoplamiento global, por ejemplo, para reducir la impedancia de salida del amplificador.

  En esta etapa, asumí una retroalimentación global con una profundidad de 16dB, que con una ganancia de lazo abierto de 92.5 asegurará el control total del amplificador después de dar la señal de entrada con una amplitud de aproximadamente 1.35V. Con una resistencia en el circuito del cátodo de la primera etapa de aproximadamente 600 ohmios, se necesitará una resistencia de retroalimentación de 10k ohmios. También se incluyen elementos de compensación de frecuencia, cuyos valores objetivo se seleccionarán en una etapa posterior de la puesta en marcha del amplificador.

  Después de conectar el bucle de retroalimentación, no encontré ninguna oscilación en la banda acústica o supraacústica. La interferencia y el zumbido de la red disminuyeron a un nivel apenas audible, que, sin embargo, fue imposible de medir. Resultó que el amplificador es inestable por debajo de la banda acústica. El nivel de salida oscilaba irregularmente en el rango de aproximadamente 200 mV con una frecuencia máxima de 1 Hz ÷ 2 Hz. Esta "ondulación" no afectó la capacidad de transmitir la señal acústica y, al mismo tiempo, el control del amplificador con la señal no afectó la amplitud o frecuencia de la forma de onda. Antes de nuevas mediciones, se tuvo que eliminar la causa de esta inestabilidad.

  La frecuencia límite inferior del transformador medida en el sistema con la potencia de salida de 1W es de aproximadamente 5Hz (durante las pruebas por debajo de la frecuencia de 6Hz, la forma de onda de salida ya tenía distorsiones visibles resultantes de la saturación del núcleo del transformador). Es el polo dominante del sistema. Los siguientes tres polos del circuito provienen de los elementos RC que acoplan las etapas del amplificador y se encuentran en la región de 1,5 Hz. Alrededor de 1 Hz, la diferencia de fase entre la salida y la entrada del amplificador alcanza los 180 grados con una ganancia de bucle abierto aún alta. Esto hace que el sistema oscile irregularmente alrededor de 1Hz. La solución al problema será la separación mutua de los polos y la reducción de la ganancia de bucle abierto para frecuencias inferiores a 16 Hz. Hice las siguientes modificaciones al amplificador:

1. Cambio en el valor de los elementos de control y acoplamiento de potencia (R42 = R43 = 220kΩ, C17 = C18 = 0.047uF). Esto establece un nuevo polo dominante para 16 Hz.

2. Añadiendo un condensador de 10uF al circuito de entrada. Esto permite el funcionamiento eficiente del sistema de Aikido para frecuencias inferiores a 1Hz (frecuencia límite 0.016Hz) y hace que el polo de este grado sea irrelevante.

3. Cambiar el valor de la capacitancia del condensador C25 en el filtro de potencia de la primera etapa de 22uF a 100uF. Esto reduce la flotación de potencia de variación lenta alrededor de 1 Hz (nueva frecuencia de corte del filtro de 0,16 Hz).

  El cambio n. ° 1 es esencial para asegurar la estabilidad del sistema. La reducción de la constante de tiempo de los elementos RC que acoplan la etapa de salida también tiene otro efecto deseado: recuperación más rápida del amplificador del estado de sobrecarga (cuando el voltaje en el control la red excede el potencial del cátodo y el condensador C17, cargado con la corriente instantánea de la red, debe descargarse a través de la resistencia R42).

  En muchos amplificadores de válvulas producidos en serie, la frecuencia de corte de la última unidad RC se estableció bastante alta: 7Hz (Altec Lensing, Audio Innovations, Heathkit, Jolida) o 16Hz (Eico, Grommes). Esto proporcionó suficiente estabilidad a baja frecuencia para sistemas con dos o más etapas de acoplamiento capacitivo. Por otro lado, muchos circuitos Williamson publicados en Internet (incluido el conocido circuito de Practical Electronics) ciertamente no proporcionan suficiente estabilidad por debajo de la banda acústica (al menos si el transformador de salida utilizado tiene parámetros ligeramente peores que el original producido por la empresa "Partridge").

  La figura de arriba muestra las características de amplitud y fase del amplificador Concertino en un lazo abierto (para frecuencias <30Hz). Usando retroalimentación global profunda de 16dB, obtuve un margen de fase de aproximadamente 45 ° y un margen de ganancia de 8dB. Después de estabilizar el circuito, finalmente pude medir el nivel de ruido en la salida del amplificador. El medidor mostró aproximadamente 0,2 mVrms. Después de realizar la prueba de blindaje del transformador del altavoz, el nivel de ruido bajó a 0,1 mV. El zumbido de la red era prácticamente inaudible incluso con el oído colocado directamente contra el altavoz.

  Ahora es el momento adecuado para decidir si el circuito de entrada de Aikido tiene una ventaja práctica sobre la típica etapa de entrada de Williamson. Para reducir errores, tomé medidas simultáneamente (circuito de Aikido en un canal, circuito Williamson en el otro, cambiando de canal durante las pruebas).

  En todas las pruebas, el circuito de Aikido mostró su superioridad al dar un resultado de medición en el rango de 0.15 ÷ 0.22mV, mientras que el sistema Williamson en el rango de 0.24 ÷ 0.50mV (el resultado fue siempre 2 ÷ 8dB peor que el obtenido en el canal adyacente). Cuando se usa el blindaje del transformador, el valor de ruido disminuyó a aproximadamente 0,115 mV para el sistema Aikido y 0,175 mV para el sistema Williamson. Estas diferencias deciden inequívocamente el sentido de usar el sistema de Aikido.

  El amplificador Williamson probablemente también requerirá una compensación adecuada en el rango de alta frecuencia. Calculo la frecuencia límite del transformador de altavoz que utilizo en unos 70 kHz. Este es el polo más bajo por encima de la banda acústica. Los siguientes polos provienen de la mitad "superior" de la etapa de control (110kHz), la etapa de entrada (800kHz), la etapa de potencia (1.5MHz) y la mitad "inferior" de la etapa de control (2MHz). Con una compensación adecuada, los tres últimos no deberían ser importantes para la estabilidad del sistema.

  Sin elementos de compensación, se puede esperar una ganancia de bucle A * b de 1 en algún lugar alrededor de 200 kHz y un cambio de fase de aproximadamente 150 °. Esto debería garantizar la estabilidad del amplificador con una carga de resistencia adjunta y quizás también sin una carga adjunta (entonces, el papel de la carga para altas frecuencias lo desempeña el circuito Zobel conectado a la salida). Las pruebas mostraron la verdadera estabilidad del amplificador con una carga de resistencia y una estabilidad relativa sin una carga adjunta (el amplificador oscilaba cuando era impulsado por una señal).

  Sin embargo, se debe esperar que la carga objetivo (altavoces con un crossover eléctrico en la entrada) requiera un margen de estabilidad mucho mayor. La conexión de un altavoz a la salida del amplificador resultó en oscilaciones con una frecuencia de menos de 200 kHz. Se creó un efecto igualmente perturbador después de conectar una carga en forma de un condensador de 0,22 uF: paquetes de oscilación de catorce milisegundos a 185 kHz con un espacio de nueve milisegundos entre los paquetes. Sin duda, el amplificador requiere una compensación de frecuencia para la estabilidad, independientemente del tipo de carga conectada.

  Los elementos R13 y C3 introducen una compensación de retardo en el rango por encima de la banda acústica. Con los valores que se muestran en la figura, el circuito crea un nuevo polo dominante para f = 23kHz y cero para f = 110kHz. El siguiente polo está en f = 70 kHz, donde la ganancia de bucle abierto cae a aproximadamente 20 (26 dB) y el cambio de fase es de aproximadamente 120 °. El tercer polo, af = 110kHz, es eliminado por el cero proveniente del circuito de compensación. De esta manera, la característica de caída mantiene una inclinación de 12 dB / oct hasta el cuarto polo, alrededor de f = 800kHz. Ligeramente por encima de la frecuencia del otro polo (aproximadamente 90 kHz) está el punto para el cual la ganancia de bucle A * b = 1. El cambio de fase en este punto es de aproximadamente 130 °. Un margen de fase de 50 ° debería garantizar la estabilidad incondicional del amplificador.

  La compensación de aceleración que se muestra en la figura influye en la función de transmitancia [b] del circuito de retroalimentación. El valor de C7 = 56pF coloca el polo para f = 130kHz en esta función y cero para f = 11MHz. Esta compensación no es necesaria porque la compensación de retardo ya ha asegurado una estabilidad suficiente del sistema. Sin embargo, está indicado por el hecho de que el funcionamiento del bucle de retroalimentación se "acelera" para frecuencias más altas y porque reduce los cruces y oscilaciones en los pulsos reproducidos. Sin embargo, un valor de condensador demasiado alto puede desestabilizar el amplificador.

  En la práctica, debido a que los fenómenos que ocurren en el sistema son un poco más complejos, los valores de los elementos de compensación del amplificador deben verificarse experimentalmente para obtener la estabilidad requerida del sistema. Usé el método descrito muchas veces por Patrick Turner en el grupo de noticias rec.audio.tubes.

  En el primer paso, con el valor asumido del condensador C7 en el circuito de retroalimentación (valor actualmente seleccionado de 47pF), se debe seleccionar la capacitancia C3 del circuito de compensación de retraso. Cuando el amplificador se carga solo con una capacitancia en el rango de 10nF ÷ 4.7uF, se obtiene una frecuencia pico en las características de transferencia del amplificador, dependiendo de la carga conectada. La capacitancia de C3 debe ser lo suficientemente grande para asegurar que el pico nunca exceda + 6dB en relación al nivel nominal (medido a 1kHz), y que en el rango acústico (f <20kHz) la característica de transmisión no difiera en más de 1.5 dB del nominal. Estas condiciones fueron cumplidas por el capacitor C3 con una capacidad de 680pF (el pico máximo medido igual a + 4.77dB af = 71kHz y el capacitor de 1uF conectado a la salida). El uso de un valor de C3 = 680 pF limita el ancho de banda de bucle abierto del amplificador af = 17 kHz (valor medido). Una mayor capacitancia contribuirá a una estabilidad aún mejor del circuito amplificador, pero reducirá el efecto de retroalimentación donde aún se necesite (por debajo de 10 kHz).

  En el segundo paso, se selecciona el valor de resistencia R13 del circuito de compensación de retardo. Encuentre el valor de resistencia máximo al cual el amplificador no oscila independientemente de la carga adjunta (resistiva nominal, capacitiva, inductiva, sin carga). Las pruebas deben realizarse en ausencia de señal y controlando el amplificador con una señal de onda cuadrada de diferente amplitud. En mi caso, el valor máximo de R13 es 4kΩ.

  Al buscar el valor máximo, también se comprueba para qué valor R13 se produce la forma óptima de la forma de onda transferida (desplazamiento de pulso mínimo, oscilación mínima, pendiente máxima). Finalmente, decidí usar el valor de R13 = 3kΩ.

 

Carga de 8Ω; f = 4800 Hz; 1V / div; 50us

Carga de 1uF; f = 4800 Hz; 1V / div; 50us

  En el último paso, se comprueba para qué valor del condensador de compensación C7 se obtiene una buena amortiguación de oscilaciones en la envolvente de pulsos rectangulares (el llamado zumbido). Hay que tener cuidado aquí, ya que un aumento excesivo de esta capacidad puede provocar la pérdida de la estabilidad del amplificador en determinadas condiciones de funcionamiento. Si el valor C7 especificado es significativamente diferente del supuesto anteriormente, el valor permisible de la resistencia R13 debe verificarse nuevamente. Todo esto es más fácil de describir que de hacer. Todo el procedimiento es laborioso, pero conduce a un buen margen de estabilidad en el amplificador. Obtenemos un amplificador incondicionalmente estable que:

  Una buena prueba es encontrar el valor de retroalimentación máximo en el que el amplificador aún es estable. En mi caso, la resistencia de retroalimentación se puede reducir a 1.6kΩ sin signos de oscilación en la salida del amplificador. Esto da una profundidad de bucle de retroalimentación de 28,3 dB. Por lo tanto, se puede suponer que el amplificador con una carga de resistencia tiene un margen de ganancia suficiente de 12,4 dB.

Al hacer clic con el mouse en la imagen, se abrirá el esquema final del amplificador Concertino que incluye todas las correcciones descritas anteriormente.

Búfer de preamplificador

  El búfer del preamplificador juega un papel adicional, no relacionado directamente con el circuito del amplificador de válvulas y, por lo tanto, no está incluido en el diagrama principal. La función del búfer es separar la salida de señal regulada destinada al subwoofer externo del circuito de entrada del primer tubo de vacío amplificador. Esta es la única pieza de circuito que contiene componentes semiconductores (y aunque no veo nada de malo en usarlos, el circuito amplificador principal permanece libre de ellos, por lo que se parece tanto como sea posible a los circuitos usados ​​hace medio siglo).

  La señal del control deslizante del potenciómetro de volumen se alimenta a la entrada del amplificador no inversor que, debido a la alta resistencia de entrada en esta configuración (aproximadamente 1e12Ω), garantiza que el búfer no afecta la señal de entrada del amplificador de tubo. La ganancia del búfer es de alrededor de 16 dB. Con la señal de entrada con una amplitud de 1.6V (la señal máxima que no provoca la sobrecarga del amplificador de válvulas) obtenemos una señal con una amplitud de 10.3V en la salida del búfer, por lo que está dentro del rango de operación del amplificador operacional. con un suministro de ± 12V.

  El sistema es alimentado por un pequeño transformador de red adicional con un voltaje secundario de 2 x 12 V. Como el sistema tiene solo unos pocos elementos, fue ensamblado en una pieza de PCB universal.

Parámetros

A menos que se indique lo contrario, las mediciones se realizaron con una carga resistiva de 8 W sin blindaje del transformador.

Ancho de banda de potencia medido en 4 niveles diferentes. El asterisco en el gráfico indica el punto en el que el nivel de distorsión debido a la saturación del transformador de salida aumenta bruscamente.

Desigualdad de las características de transmisión en la banda acústica. El nivel de 0dB corresponde a una potencia de 1W en una carga resistiva de 8Ω.

Características de la fase de entrada-salida (P = 1W).

Distribución de armónicos en la salida del amplificador para una señal sinusoidal f = 1kHz, P = 1W. La distorsión armónica total THD = 0.025%.

Distorsión armónica total en función de la potencia de salida (f = 1kHz).

El coeficiente de distorsión armónica en función de la frecuencia (P = 0,2 W).

El coeficiente de distorsión armónica en función de la frecuencia (P = 1W).

El coeficiente de distorsión armónica en función de la frecuencia (P = 5W).

El coeficiente de distorsión armónica en función de la frecuencia (P = 25W).

El espectro de distorsiones de intermodulación (f1 = 17kHz, f2 = 18kHz).

El espectro de distorsiones de intermodulación (f1 = 1kHz, f2 = 1.1kHz).

El espectro de la señal en la salida del amplificador cuando se activa con una onda sinusoidal (f = 1 kHz, P = 1 W).

El espectro de ruido y distorsiones en la salida del amplificador no accionado (medición no ponderada).

El espectro de ruido y distorsiones en la salida del amplificador no regulado (medición ponderada - ANSI A).

El efecto de una ligera distorsión del amplificador cuando se maneja con una forma de onda sinusoidal con una frecuencia de 20Hz y una gran amplitud y una forma de onda con una frecuencia de 1kHz y una pequeña amplitud. El amplificador no muestra signos de obstrucción. El nivel de entrada es 113% del valor máximo para no distorsionar el amplificador.

El efecto de una fuerte distorsión del amplificador con la forma de onda de entrada como en la imagen de arriba. El amplificador muestra signos de obstrucción durante no más de la mitad del período de la forma de onda de la señal. El nivel de entrada es el 145% del valor máximo para no distorsionar el amplificador.

Enlaces y galería

Principales recursos utilizados en el diseño del amplificador:

Equipo y software utilizado durante las mediciones:

Marcin Sławicz

(Materiał opublikowany na www.fonar.com.pl w 2005r .)