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Fotos und Beschreibung - Marcin Sławicz

Die Anfänge des Projekts

  Die Idee, einen eigenen Röhrenverstärker zu bauen, beschäftigt mich seit zwei Jahren. Ich bin kein manischer Audiophiler und die Verwendung von "normalen" Festkörpergeräten war genug für mich (ich habe es immer vorgezogen, Musik zu hören als Geräte). Jetzt leidet mein abgenutzter Verstärker jedoch unter den Beschwerden des Alters, und obwohl ich ihn regenerieren könnte, gibt es eine großartige Gelegenheit, ein Röhrenprojekt durchzuführen.

   Am Anfang dachte ich über ein Design nach, das nur auf Trioden basiert, aber die SE-Schaltungen mit zu vielen Nachteilen ablehnt. Eine sehr interessante Beschreibung des Gegentaktverstärkers mit Direktfilamenttrioden finden Sie auf der Lynn Olson-Website. Es lohnt sich, dort einen Blick darauf zu werfen, da in seinen Projekten äußerst interessante Lösungen verwendet werden. Die beschriebenen Verstärker haben jedoch einen großen Nachteil - die Kosten (hauptsächlich aufgrund der 300B- oder 2A3-Röhren und Zwischenstufentransformatoren). Also musste ich weiter suchen.

  Meine Aufmerksamkeit wurde auf indirekt beheizte 6AS7-Dual-Power-Trioden gelenkt, die früher hauptsächlich in Stromkreisen verwendet wurden, aber auch perfekt als Elektronenröhren in der Ausgangsstufe von Audioverstärkern geeignet sind. Die Kosten für Elektronenröhren wären viel geringer, aber aufgrund des niedrigen Spannungsverstärkungsfaktors müssten in diesem Fall teure und schwer zu beschaffende Zwischenstufentransformatoren oder zwei oder mehr Trioden in Parallelschaltung verwendet werden. Herr Russ Sadd beschrieb auf seiner Website einen Gegentaktverstärker mit 6AS7-Trioden.

  Mein Projekt dauerte noch einige Monate, in denen ich langsam davon überzeugt wurde, dass ein erfolgreicher Leistungsverstärker keine Trioden in der Ausgangsstufe haben muss. Ich begann darüber nachzudenken, Strahlentetroden zu verwenden, die in der Verstärkungsstufe in einer ultralinearen Konfiguration arbeiten. Eine solche Schaltung kombiniert die Vorteile von Triodenschall (geringe Verzerrung) mit hoher Effizienz und Stabilität von Tetroden und Pentoden. Ich hatte die Wahl zwischen 6L6 / 5881-, KT66-, KT88 / 6550-Röhren, die üblicherweise sowohl in Gitarrenverstärkern als auch in HiFi-Designs verwendet werden.

  Eine weitere Phase meines Projekts ist die Suche im Netz, um die grundlegende Verstärkerschaltung auszuwählen. Der Verstärker sollte nicht kompliziert sein, da eine komplexe Schaltung keine hohe Klangqualität garantiert und bei begrenzten Messmöglichkeiten die Inbetriebnahme schwierig sein kann. Massenproduzierte Geräte müssen die Wiederholbarkeit der Produktion und die relative Stabilität der Parameter während des nachfolgenden Betriebs sicherstellen. Wenn Sie einen Verstärker für sich selbst entwerfen, können Sie häufig Verknüpfungen verwenden, ohne sich um den nachfolgenden Service kümmern zu müssen.

  Meine Wahl fiel auf ein bekanntes Layout, das in Tausenden von Haushalten auf der ganzen Welt getestet wurde. Es wird die nächste Version des D.T. N. Williamson. Fast jedes Unternehmen, das früher Röhrenverstärker herstellte, hatte ein Produkt, das mehr oder weniger auf dieser berühmten Schaltung basierte. Im Internet finden Sie Hunderte von Artikeln, in denen verschiedene Arten von Williamson-Verstärkern beschrieben werden. Nutzen wir diese reichen Erfahrungen heute.

Entwurfsannahmen

  1947 führte Herr Williamson eine Verstärkerschaltung ein, die einen echten Durchbruch bei der Suche nach einer qualitativ hochwertigen Klangwiedergabe darstellte. Die charakteristischsten Elemente dieses Verstärkers sind der Split-Load-Phasensplitter und die Verwendung eines Transformators, der das Signal im Bereich von 2 Hz bis 60.000 Hz überträgt (eine notwendige Bedingung, um die Stabilität des Verstärkers mit einer geschlossenen Rückkopplungsschleife zu erreichen).

  Alle Stufen des Williamson-Verstärkers sind zwar extrem einfach, arbeiten aber gleichzeitig perfekt zusammen und gewährleisten eine relativ geringe Signalverzerrung. Dennoch weist das System mehrere Nachteile auf, die in den folgenden Jahren verbessert werden sollten. Die folgende Abbildung zeigt die Version 1949 des Verstärkers mit den markierten Komponentenwerten.

  Die Eingangsstufe, der Phaseninverter und die Steuerstufe wurden normalerweise auf Elektronenröhren 6SN7, 6CG7 oder 12AU7 (ECC82) aufgebaut. Ihr Betriebspunkt wurde falsch gewählt, was zu harmonischen Verzerrungen von 2% bei der Hälfte der Nennleistung führte. Durch geeignete Änderungen am System können Verzerrungen von nicht mehr als 0,5% bis zum Grad der Wellenformbeschneidung erzielt werden.

  Die ersten Versionen der Verstärker klangen zu leise, wenn sie versuchten, starken Bass zu spielen. Dies war auf eine schlechte Leistungsfilterung zurückzuführen. Das Erhöhen der Kapazität der Filter- und Entkopplungskondensatoren verbesserte nicht nur die Übertragung von Impulsen, sondern auch die Stabilität des Verstärkers.

  Eine andere nicht die beste Idee war, ein Paar Tetroden in der Ausgangsstufe in einer Triodenverbindung mit einem gemeinsamen Kathodenwiderstand und ohne kapazitive Entkopplung zu verwenden. Diese Anordnung begrenzte die Ausgangsleistung und die gute Hochfrequenzübertragung erheblich. Eine viel bessere Schaltung war der 1951 von David Hafler und Herbert Keroes vorgeschlagene ultralineare Verstärker, der es ermöglichte, mit ähnlichen Ausgangsleistungen und globalen Rückkopplungsparametern signifikant geringere Verzerrungen zu erzielen. Glücklicherweise kann die ultra-lineare Leistungsstufe perfekt auf die übrigen Williamson-Verstärkerstufen abgestimmt werden.

  Nachdem viele (glücklicherweise leicht verfügbare) Artikel gelesen und noch mehr Schaltpläne ähnlicher Verstärker analysiert worden waren, kristallisierten sich die grundlegenden Entwurfsannahmen heraus:

Im weiteren Teil der Beschreibung werden einzelne Teile des Concertino-Verstärkers diskutiert.

Verstärkereingangskreis

  Die ersten beiden Stufen eines Verstärkers - der Eingangsverstärker und der Phasenteiler - sollten zusammen betrachtet werden.

    In dem ursprünglichen Williamson-Verstärkerdiagramm und praktisch allen späteren Versionen verwendet die Eingangsstufe eine Elektronenröhre in einem gemeinsamen Kathodensystem mit lokaler Rückkopplung und einem der Kathode zugeführten globalen Rückkopplungssignal. Das Ausgangssignal von der Anode geht direkt zum Eingang des Phasenteilers im verteilten Lastsystem. Damit der Phasenteiler seine Funktion ordnungsgemäß erfüllen kann, muss sein Netz eine relativ niedrige Spannung aufweisen (25 bis 35% der Versorgungsspannung dieser Stufe, d. H. Normalerweise 90 bis 100 V). Dies führt zu sehr ungünstigen Arbeitsbedingungen für die erste Vakuumröhre, insbesondere wenn es sich um die 6SN7-Röhre handelt, die mit Anodenspannungen im Bereich von 150 bis 250 V viel besser funktioniert. Der Artikel "Williamson Tube Amplifier Modifications" bietet eine Möglichkeit, diese Situation zu verbessern, indem die Betriebspunkte und Versorgungsspannungen beider Röhren geändert werden.

    Der Phaseninverter mit geteilter Last hat, obwohl er die perfekte Symmetrie beider Ausgangswellenformen beibehält, einen sehr niedrigen Koeffizienten der Unterdrückung der Versorgungswelligkeit und einen signifikanten Unterschied in den Ausgangsimpedanzen beider Schaltungen. Der zweite Nachteil wird in der dritten Stufe des Verstärkers (Leistungsstufentreiber) effektiv beseitigt, während der niedrige PSRR-Faktor durch geeignete Modifikation der ersten beiden Stufen des Verstärkers verbessert werden kann.

   Die Lösung des Problems wurde von John Broskie im TubeCad Journal (April 1999) beschrieben und in seiner Amp-Serie "Aikido" verwendet. Das niedrige PSRR des Phasentrenners wurde hier als Vorteil behandelt und trug zu einer sehr guten Unterdrückung der Welligkeit der Stromversorgung der ersten beiden Stufen des Verstärkers bei. Die Idee ist, absichtlich Störungen in die Schaltung einzuführen, um eine ungestörte Wellenform am Ausgang zu erhalten.

   Wenn der Betriebspunkt der ersten Elektronenröhre so eingestellt ist, dass die Gleichspannung an der Anode die Hälfte der Versorgungsspannung dieser Stufe beträgt, erscheint am Ausgang die durch 6 dB (halbe Amplitude) unterdrückte Netzwerkwelligkeit. Die Welligkeit wird durch den Kondensator C1 auf das Gitter der zweiten Elektronenröhre übertragen und erscheint an der Kathode der zweiten Stufe zufällig und an der Anode der zweiten Stufe in entgegengesetzter Phase. An der Anode dieses Systems treten jedoch auch Wellen auf, die in der kompatiblen Phase direkt von der Stromversorgung ausgehen. Die beiden Wellenformen ergeben, wenn sie summiert werden, der Anode eine Wellenform, die in Phase und Amplitude dem Signal auf der Kathode der zweiten Stufe ähnlich ist. Das Ergebnis ist keine Differenzwellenform, sondern eine gemeinsame Wellenform, die in den nächsten Verstärkerstufen unterdrückt wird. Natürlich unterdrückt das System nicht nur Welligkeiten, sondern auch Störungen durch den Stromkreis.

    Die obige Abbildung zeigt eine Simulation der Netzwerkwelligkeitsunterdrückung der ersten beiden Verstärkerstufen (alle Wellenformen werden ohne die Gleichstromkomponente angezeigt). Damit das Endergebnis eine messbare Wellenform ergibt, wurde die Welligkeitsamplitude der Stromversorgung übertrieben (60 V) und die Filterkapazitäten radikal reduziert. Die Abbildung zeigt die Welligkeitsamplitude der Stromversorgung der ersten Stufe von 0,95 V. Das Differenzsignal am Ausgang der zweiten Stufe überschreitet 37 mV nicht, sodass die Unterdrückung der Netzwerkwelligkeit den Wert von 28 dB erreicht. Zum Vergleich beträgt die Dämpfung der Welligkeit der Eingangsstufen der traditionellen Williamson-Schaltung nur etwa ein Dutzend dB.

   Das oben beschriebene System hat zwei weitere Vorteile. Mit den Widerständen R4 und R5 können Sie den Betriebspunkt der zweiten Vakuumröhre bequem einstellen, wodurch die maximale Ausgangsamplitude des Phasenwechselrichters ermittelt werden kann (normalerweise ist R4 = R5 eingestellt). Diese Widerstände können sehr groß sein (in der Größenordnung von einigen Megaohm).

   Wenn die Werte von R2 und R6 gleich sind, bilden die ersten beiden Stufen eine Schaltung mit konstantem Stromverbrauch (der durch den Widerstand R9 fließende Strom ändert sich nicht). Dieser Zustand garantiert die maximale Stabilität der Stromversorgung der ersten beiden Stufen, wenn der Verstärker von der Eingangswellenform angesteuert wird.

   Die letzte Abbildung zeigt das Layout der ersten beiden Stufen des Concertino-Verstärkers. Das Potentiometer in der Kathodenschaltung der ersten Stufe des Verstärkers ermöglicht es, das zwischen den Ausgängen der zweiten Stufe gemessene differentielle Netzwelligkeitssignal zu minimieren (das bei dem Anodenpotential der V1B-Röhre auftreten sollte, das der Hälfte der Versorgungsspannung der ersten Stufe entspricht Die Verstärkung der ersten Stufe beträgt ungefähr 10 ohne geschlossene Rückkopplungsschleife und etwas mehr als 2 mit Rückkopplung. In den ersten beiden Stufen wird eine doppelte ECC82-Triode verwendet.

Verstärkerstufe

  In der dritten Stufe des Verstärkers - dem Treiber der letzten Stufe - gibt es keine größeren Überraschungen. Es ist ein Differenzverstärker mit einem gemeinsamen Kathodenwiderstand. Das Hinzufügen eines Kondensators parallel zum Kathodenwiderstand ändert den Betrieb der Schaltung nicht wesentlich, erhöht jedoch die Stufenverzerrung unnötig (Verschlechterung der Stufensymmetrie).

  Die Wahl einer Röhre für diese Stufe kann ein Problem sein. Die von Williamson vorgeschlagene 6SN7-Elektronenröhre belastet die vorherige Stufe mit einer relativ großen Eingangskapazität (in der Größenordnung von 70 pF). Für eine niederohmige Phaseninverterkathodenschaltung ist dies kein Problem, aber für eine Anodenschaltung verringert sie die Hochfrequenzverstärkung. Obwohl der Treiber dieses Problem recht gut bewältigt, lohnt es sich, die Verwendung einer Vakuumröhre mit einer geringeren Gitteranodenkapazität in Betracht zu ziehen.

  Das ECC82 ist eine solche Elektronenröhre. Es hat jedoch einen weiteren großen Nachteil. Die Steuerstufe muss in der Lage sein, die Wellenform auf den Wert 30 V ÷ 35 V zu verstärken. Bei solchen Amplituden erzeugt die ECC82-Elektronenröhre erhebliche Verzerrungen, die etwa 2,5-mal größer sind als die von 6SN7. Daher kann ein schlecht ausgelegter Williamson-Verstärker Verzerrungen von 5% bis 10% ohne Rückkopplungsschleife erzielen, bevor die Wellenform abgeschnitten wird (und die meisten dieser Verzerrungen stammen von der Treiberstufe).

  Die 6SN7-Elektronenröhre zeigt ihren Vorteil auch bei viel kleineren Amplituden. Schließlich entschied ich mich für die Verwendung der 6SN7EH-Elektronenröhren (das Äquivalent der alten RCA 5692 mit einem roten Sockel). Die auf diesen Elektronenröhren aufgebaute Regelstufe hat eine Verstärkung von etwa 16.

  In vielen gängigen schematischen Diagrammen ist der Wert des Kathodenwiderstands R16 zu klein (z. B. 220 Ω oder 390 Ω), was den Arbeitspunkt der Elektronenröhre ungünstig bestimmt (Ugk = -2 V ≤ -3 V). Da die Steuerstufe in der Lage sein muss, die Röhren mit einer Spannungsleistung von etwa 70 Vss zu versorgen, variiert die Netzspannung der 6SN7-Röhren um mehr als 4 Vss. Damit das Gitter dieser Röhren nicht in den Bereich positiver Spannungen fällt, ist es sicherer, Ugk = -4 V oder weniger einzustellen.

  Bei einigen Verstärkern (auch im ursprünglichen Williamson-Verstärkerschema) wird die Versorgungsspannung über ein zusätzliches Potentiometer an die Anodenwiderstände R17 und R18 angelegt, wodurch die Symmetrie der Schaltung für die Wechselstromwellenform angepasst werden kann. In der Praxis kommt die Schaltung mit einer leichten Wellenformasymmetrie gut zurecht, und die Verwendung von zwei gleichen Anodenwiderständen ist vollkommen ausreichend.

Die Endstufe

  Die Leistungsstufe des Concertino-Verstärkers wird gemäß den Empfehlungen von Hafler und Keroes aus dem Jahr 1951 ultralinear sein.

  Leistungselektronenröhren im ultralinearen System erreichen etwa 75% der Leistung im Vergleich zum Tetroden- / Pentodensystem und mindestens doppelt so viel Leistung wie das Triodensystem mit vergleichbaren Betriebsparametern. Der Schall, der in ultralinearen Systemen aufgrund der geringen Verzerrung und des besseren Dämpfungskoeffizienten erhalten wird, ähnelt dem Schall, der von Triodenverstärkern erhalten wird. Die ultralineare Schaltung ist perfekt für HiFi-Verstärker und wird in Gitarrenverstärkern seltener verwendet.

  Die empfohlenen Elektronenröhren für ultralineare Systeme sind normalerweise PL36, 6V6GT, 6973, 5881 / 6L6GC / 7591, KT66, KT88 / KT90, 813. Die Pentoden EL34, 6CA7 und EL84 liefern einen etwas weniger sauberen Klang, obwohl sie auch häufig verwendet werden. Meine Wahl fiel auf die 6L6GC-Strahlentetroden, die derzeit von JJ Electronic hergestellt werden.

  Ein weiteres Problem war die Wahl des Polarisationssystems der Leistungsröhren. Eine feste Vorspannung würde den Wirkungsgrad des Verstärkers verbessern und das Einstellen des Ruhestroms der Leistungsstufe erleichtern. Die Wirtschaftlichkeit des Systems ist praktisch nicht vorhanden, da ein System zum Erzeugen und Regeln der negativen Vorspannung aufgebaut werden muss. Die Auto-Bias-Schaltung ist einfacher zu implementieren und wird von vielen als besser angesehen. Elektronenröhren mit automatischer Polarisation treten schonender in den Begrenzungsbereich ein, was bei lauten Hörsitzungen und bei ineffektiven Lautsprechern wichtig sein kann.

  Die Vorspannungsschaltung der Ausgangsstufenröhren, die ich verwendet habe, hat einen einfachen, aber wirksamen Mechanismus zur Symmetrisierung des Ruhestroms, der sowohl im ursprünglichen Williamson als auch in späteren Konstruktionen, z. B. von Heathkit, zu finden ist. Die Elektronenröhren arbeiten in Klasse AB1 (bis zu etwa 10 W in Klasse A). Der Wert des Widerstands R25 wird verwendet, um den Ruhestrom beider Elektronenröhren einzustellen (die Summe der Kathodenströme beträgt ungefähr 120 mA, was bei einer Anodenspannung von 430 V die Freisetzung von ungefähr 23,5 W Ruheleistung in jeder Elektronenröhre bewirkt ). Das R32-Drahtpotentiometer gleicht die Ruheströme beider Elektronenröhren aus (die Kathoden sollten das gleiche Potential haben, was eine ausreichende Annäherung an den Zustand des gleichen Anodenstroms der Röhren darstellt). Das Blockieren von Kondensatoren in der Kathodenschaltung der Leistungsröhren kann den Grad der Verzerrung der Ausgangsstufe geringfügig beeinflussen (welcher Weg - hängt von der Schaltung und den verwendeten Leistungsröhren ab). In einigen Konstruktionen werden diese Kondensatoren weggelassen, aber in der Klasse AB müssen sie verwendet werden.

  Gemäß den Empfehlungen von Williamson sollte der Ausgangstransformator die Bandbreite von 2 Hz bis 60.000 Hz tragen. Es ist nicht einfach, einen Transformator mit den richtigen Parametern zu erhalten (viele der verkauften Audio-Transformatoren wurden speziell für Gitarrenverstärker entwickelt). Am Ende entschied ich mich, die seit langem bewährten TG36-Ringkerntransformatoren, die von Amplifon verkauft und in ihren WL36- und WL25-Verstärkern in einer sehr ähnlichen Anordnung verwendet werden, nicht zu riskieren und zu kaufen. Die Transformatoren haben mehrteilige Wicklungen, ultralineare Abgriffe und eine Nennimpedanz zwischen den Anoden von 6,6 kΩ (daher sind sie für die Zusammenarbeit mit 6L6GC-Elektronenröhren geeignet).

  Die Verstärkung dieser Stufe im ultralinearen System (Abgriff für 43% der Primärwicklung) beträgt ungefähr 9. Der Verstärker sollte leicht ungefähr 25 W Leistung pro Kanal liefern können. Es sollte also kein Problem sein, meine kleinen Monitore mit einem Wirkungsgrad von etwa 87 dB / W / m anzutreiben.

Energieversorgung

  Derzeit scheint die Stromversorgung mit einem einfachen Netztransformator, einer Halbleiterbrücke und einer Reihe von Filterkondensatoren die einfachste und am besten geeignete Lösung zu sein. Ein solches System erzeugt jedoch ein hohes Schaltrauschen und erfordert die Verwendung einer zusätzlichen verzögerten Anodenspannungsverbindung. Wenden Sie sich also alten bewährten Techniken zu und lösen Sie mehrere Probleme gleichzeitig.

  Also werde ich einen Röhrengleichrichter mit einem LC-Filter verwenden. Direkt beheizte Gleichrichter sind nicht geeignet - auch hier wäre ein verzögertes Startsystem erforderlich (das Fehlen eines solchen Systems war ein schwerwiegender Nachteil von Williamsons ursprünglichem Design). Unter den indirekt beheizten Rohren kann man beispielsweise 5AR4 / GZ34 wählen. Eine Elektronenröhre kann jedoch nicht beide Kanäle verarbeiten - zwei müssen verwendet werden, damit die zulässigen Betriebsparameter nicht überschritten werden (270 mA durchschnittlicher Stromverbrauch und etwa 1 A Spitzenverbrauch).

  Das Lesen von Lynn Olsons Seiten kam wieder zur Rettung. Wie Olson werde ich zwei 6D22S-Unterdrückungsdioden verwenden, um den Strom zu korrigieren. Jeder hat nur eine Anode, daher werden für einen Vollweggleichrichter zwei Röhren benötigt. Sie haben ihre Nachteile: Magnoval-Stifte (weniger zugängliche Sockel) und Kathodenanschluss mit einer Kappe im oberen Teil der Lampe. Stattdessen bieten sie ein sehr geringes Schaltrauschen, eine niedrige Durchlassspannung (15 V), einen hohen Spitzenstrom (2A) und eine sehr lange Aufwärmzeit (30 s), wodurch das Problem des Sanftanlaufs des Verstärkers gelöst wird. Die 6D22S-Elektronenröhren benötigen eine Filamentspannung von 6,3 V. Es ist zulässig, für alle Röhren im System eine gemeinsame 6,3-V-Wicklung zu verwenden, aber in meinem Verstärker erhalten die Gleichrichterröhren einen Filamentstrom von einer separaten Wicklung (mit der Möglichkeit, das Kathodenpotential dieser Röhren auf die Wicklung zu drücken).

  Ich werde den Filter in Form eines doppelten П: CLCLC bauen. Ich werde zwei Drosseln mit einem Luftspalt (Leuchtstoffröhrenvorschaltgeräte) mit einer Induktivität von 1,56 H, einem Widerstand von 48 Ω und einem maximalen Strom von 0,37 A verwenden. Die PSU Designer II-Simulation des Netzteils zeigt eine Anodenspannung von 428 V mit Welligkeiten von 2,46 mV. Bei einem einzelnen П-Filter müsste ich eine Drossel mit einer Induktivität von über 100H verwenden, um einen ähnlichen Effekt zu erzielen.

  Der Netztransformator wurde von der Firma MKPT (Telto-Version) auf Bestellung gefertigt. Es handelt sich um einen 250-VA-Toroid, der 2 * 390 V für Anodenschaltungen, 6,3 V für 6D22S-Elektronenröhren und 2 * 3,15 V für andere Röhren liefert (Mittelabgriff auf das Erdpotential, um das Netzbrummen zu minimieren). Wenn meine Schätzungen korrekt sind, sollte ich unter Last eine Anodenspannung von ca. 430 V erhalten.

Schematische Darstellung des Verstärkers

  Die Zeichnung zeigt das vollständige Schema des Verstärkers (durch Klicken wird eine detaillierte Zeichnung geöffnet).

  Das Markieren der Signalmasse hängt vom Ort ihres Auftretens ab. Dies entspricht dem Prinzip der Massenverteilung in einem Sternensystem. Alle lokalen Erdungen werden an einer Stelle in der Nähe des Kondensators C36 angeschlossen. Auch an diesem Punkt wird die Signalmasse mit dem Verstärkergehäuse und der Schutzerde des Netzteils verbunden.

  Die Widerstände R22 und R23 liefern ein globales negatives Rückkopplungssignal. Der Open-Loop-Verstärker hat eine Verstärkung von ca. 90. Bei einer geschlossenen Rückkopplungsschleife fällt die Verstärkung auf weniger als 20. Die Tiefe der Schleife (13 dB für die angegebenen Werte) wird durch den Wert der Widerstände R22 und R23 (der Die Einstellung der Potentiometer R3 und R4 wirkt sich ebenfalls aus. Die vollständige Steuerung des Verstärkers (25 W Leistung) wird für das Eingangssignal mit einer Amplitude von etwa 1 V erreicht, so dass es kein Problem gibt, den Verstärker von typischen Tonquellen (CD, Tuner, Kassettenrekorder) anzusteuern.

  Die Zobel-Schaltung zwischen den Pins der Sekundärwicklungen der Ausgangstransformatoren verbessert die Stabilität des Verstärkers bei hohen Frequenzen (besonders wichtig, wenn die Last nicht angeschlossen ist).

  Die Verstärkerschaltung enthält Elemente, die die Stabilität des Verstärkers im supraakustischen Bereich gewährleisten. Dies sind die Kondensatoren C3, C4, C7 und C8 sowie die Widerstände R13 und R14. Der Wert der Kapazität C7 und C8 sollte beim Starten des Verstärkers experimentell ausgewählt werden (das Kriterium zur Minimierung der Überkreuzungen und Schwingungen bei der Wiedergabe der Rechteckwelle).

  Am Verstärkereingang habe ich ein doppeltes 100kΩ-Potentiometer mit linearen Eigenschaften verwendet. Zusammen mit den Widerständen R7 und R8 wird die Approximation der Exponentialcharakteristik erhalten (viel besser als bei den meisten sogenannten logarithmischen Potentiometern). Die Funktionsweise eines solchen Potentiometers wurde von Rod Elliott im Artikel "Better Volume Control" beschrieben. Die folgenden Abbildungen zeigen den Fehler der Parallelität beider von mir gemessener Potentiometer und ihre Eigenschaften. Der Fehler wird durch Auswahl der Werte der Widerstände R7 und R8 minimiert. Bei häufig verwendeten Lautstärkepegeln (Dämpfung 60 dB ÷ 20 dB) überschreitet der Fehler des modifizierten Potentiometers 0,15 dB nicht. Ich habe noch nie ähnlich gute Ergebnisse bei der Messung von logarithmischen Potentiometern in der Fabrik erzielt. Potentiometer des renommierten ALPS-Unternehmens ermöglichen bis zu 3 dB des Wert-Parallelitätsfehlers.

  Ein Nachteil der gezeigten Lautstärkeregelung besteht darin, dass sich die Belastung der Signalquelle mit der Position des Schiebereglers ändert. In der äußersten rechten Position fällt der Eingangswiderstand auf ungefähr 13 kΩ ab. Das Eingangssignal vom Schieberegler für das Lautstärkepotentiometer geht ebenfalls an die Pufferschaltung. Diese Schaltung ist im Schaltplan nicht dargestellt, da sie eine Hilfsfunktion hat (Signalausgang für den aktiven Subwoofer).

Gehäuse

  Hier beginnen die eigentlichen Probleme. Nicht jeder Amateur-Elektronikingenieur verfügt über eine ausreichende mechanische Werkstatt. Ich kann zu Hause einfache Dinge wie Bohren, Sägen und Schleifen tun. Ich muss die komplizierteren auslagern, wie z. B. Blechbiegen oder Stanzen von Löchern für Elektronenröhren.

  In meinem Fall muss das Gehäuse an den Rest der Audiogeräte angepasst werden, was eine integrierte schwarze Konstruktion mit einer Breite von 43 cm bedeutet. Gleichzeitig muss das Gehäuse einfach sein und eine bequeme räumliche Montage ermöglichen. Darüber hinaus kann es kein Vermögen entstellen und kosten.

  Ich beschloss, das in der Zeichnung schematisch dargestellte Gehäuse zu gestalten. Das Grundgehäuse besteht aus einer 2 mm dicken gebogenen Stahlplatte. Die Falten bilden die Vorder- und Rückseite. Die Seiten werden aus lackiertem Holz gefertigt und dauerhaft an der Folie befestigt. Der Zugang zur Innenseite des Gehäuses ist dank eines verschraubten Bodens möglich - einer Stahlplatte mit einer Dicke von 1 mm. Röhren und Ringkerntransformatoren werden oben auf dem Gerät platziert und erfordern zusätzliche Schutz- und Abdeckelemente. Die restlichen Elemente werden im Gehäuse installiert.

  Die 2 mm dicke Stahlplatte bildet das wesentliche Chassis mit den Abmessungen 398 mm x 360 mm und einer Höhe von nur 50 mm. Die Durchbiegung des Blechs erfolgte nicht exakt rechtwinklig und hat einen relativ großen Radius, der jedoch bei der angenommenen Gehäusestruktur kein Defekt ist.

  Fahrgestell nach dem Bohren und Sägen. Es wurden mehr als 100 Löcher gebohrt, obwohl dies nur die notwendigen sind (einige der Elemente werden geklebt).

  Chassis nach Pulverbeschichtung und Siebdruck.

  Seitenwände in Vorbereitung. Nach einigen Versuchen entschied ich mich für einen Flecklack aus "Ebenholz".

  Das zusammengebaute Chassis schafft eine starre und langlebige Box.

Verstärker montieren

  Für die Montage habe ich eine spezielle Halterung aus Holzelementen gebaut, auf der das Chassis fest aufliegt und die es mir ermöglicht, den Verstärker verkehrt herum zu betreiben.

  Zuerst habe ich einen Stahlwinkel in das Gehäuse eingebaut, um die Struktur zusätzlich zu versteifen. In seiner Nähe muss das Gehäuse etwa 8 kg Gewicht tragen, das aus zwei Drosseln und drei Ringkerntransformatoren besteht. Dann habe ich alle externen Elemente (Vakuumröhrenbuchsen, -buchsen und -schalter) und die Leistungsfilterdrosseln installiert. Das obige Foto zeigt auch die meisten Lötverbinder, die eine bequeme räumliche Montage elektronischer Komponenten ermöglichen. Die Verbinder mit Distanzhülsen wurden mit Epoxidkleber auf das Gehäuse geklebt.

  Nach der Installation der Transformatoren wiegt der Verstärker fast 10 kg. Das Bewegen, Heben oder Drehen einer so schweren Struktur ist von da an eine ziemlich schwierige Aufgabe geworden.

  Das "Füllen" zahlreicher Transformatorleitungen ist die erste ernsthafte Montageaufgabe. Es gibt überhaupt nicht viel Platz und es war notwendig, die Leitungen erheblich zu verkürzen.

  6D22S-Dioden sind bereits vorhanden. Die Drähte, die zu den Kathodenkappen führen, sind in gebogenen Aluminiumrohren versteckt.

  Das Netzteil ist montiert und bereit zum Testen. In der Mitte sehen Sie die gegenüberliegenden Enden der auf dem vorherigen Foto gezeigten Aluminiumrohre. Etwas links (in der Nähe der Drossel) befinden sich einige Lötfahnen. Dies ist der zentrale Punkt der Verstärkermasse - daher wird die Masse auf andere Schaltkreise verteilt. Zu diesem Zeitpunkt wurden auch die Filamentkreise für alle Röhren eingerichtet.

  Die temporäre Last der Stromversorgung betrug 5 30-Watt-Widerstände mit einem Gesamtwiderstand von 1800 Ω. Während des Tests sollten sie eine Leistung von über 100 W erzeugen.

  Glücklicherweise fand das erste Einschalten ohne unerwünschte pyrotechnische Effekte statt. Wie erwartet sorgt die Verwendung von 6D22S-Dioden für einen langen und reibungslosen Start der Stromversorgung. Die ersten Volt unter Last erscheinen ungefähr 15 Sekunden nach dem Einschalten des Systems. Die Spannung steigt dann sanft an, bis sie nach ungefähr 35 Sekunden den Zielwert erreicht.

  Zwei Drosseln und zwei große Kondensatoren mit einer Kapazität von jeweils 500 µF bilden einen sehr effektiven Hauptleistungsfilter. Unter den Testbedingungen am Filtereingang wird eine Gleichspannung von 462 V bei einer Welligkeit von 26 Veff gemessen. Am Ausgang des Filters fällt die Netzwelligkeit bei 439 V DC auf einen Wert von weniger als 0,5 mVrms ab. Diese Werte stimmen voll und ganz mit den Ergebnissen der Simulation überein, die mit dem Programm PSU Designer II durchgeführt wurde.

  Nach dem Starten der Stromversorgung ist es Zeit, die Leistungsstufe zu installieren. Es mussten nur wenige Komponenten montiert werden, aber einige von ihnen haben große Abmessungen, wie z. B. Sperrkondensatoren mit 0,47 µF, 5-Watt-Kathodenschaltungswiderstände und ein 100-Ω-Drahtpotentiometer (im oberen Teil des Fotos).

  Das erste Einschalten der Ausgangsstufe des Verstärkers verlief ohne Probleme. Etwa ein Dutzend Sekunden nach dem Einschalten der Stromversorgung steigt die Anodenspannung langsam an (die Röhren sind bereits aufgewärmt und laden die Stromversorgung) und stabilisiert sich nach etwa 40 Sekunden. Aufgrund der unvollständigen Belastung der Stromversorgung (keine ersten Stufen des Verstärkers) ist die Anodenspannung etwas zu hoch (letztendlich soll sie bei 430 V liegen). Der Wert des Widerstands R56 wird ausgewählt, um den geeigneten Ruhestrom der Leistungsröhren zu erhalten. Zwei parallel geschaltete 470 Ω-Widerstände (Kathodenstrom jeder Elektronenröhre ca. 57 mA) erwiesen sich als geeignet. Mit dem R5-Drahtpotentiometer können Sie den Ruhestrom beider Leistungsröhren (gleiches Kathodenpotential beider Röhren) effektiv ausgleichen.

  Nachdem ich den Lautsprecher angeschlossen hatte, hörte ich ein leichtes Summen vom Netz. Die Messung des Signals am Ausgang des Verstärkers ergab einen Wert von 0,8 mVrms bei einer Grundfrequenz von 100 Hz. Das Foto rechts zeigt die Wellenform am Transformatorausgang. Weitere Tests bestätigten, dass die Ursache des Brummens nicht in der Anordnung der Verstärkerkomponenten liegt. Die Änderung der Konfiguration der Filamentstromversorgungsschaltungen (einschließlich verschiedener Arten der Symmetrisierung der Schaltung) und die Änderung der Erdungsführung hatten keinen Einfluss auf den Interferenzpegel am Ausgang.

  Nach dem Entfernen der Ausgangsröhren und dem Starten des Verstärkers mit einer künstlichen Last stellte sich heraus, dass das Signal am Ausgang immer noch induzierte (der effektive Wert verringerte sich auf 0,5 mV). Dies zeigt deutlich die magnetische Kopplung zwischen den Ausgangstransformatoren und dem Netztransformator. Durch die Platzierung einer einfachen Stahlblechtrennwand zwischen den Transformatoren wurde das Netzbrummen erheblich reduziert. Auch das Ändern der gegenseitigen Position der Transformatoren hat das Brummen erheblich reduziert, aber letztendlich würde ich es vorziehen, diese Methode der Rauschunterdrückung zu vermeiden. Die Lösung des Problems wird die Verwendung einer magnetischen Abschirmung von Transformatoren (wahrscheinliche Brummreduzierung um etwa 10 dB) und die Verwendung einer globalen negativen Rückkopplung (Brummreduzierung um etwa ein Dutzend dB) sein. Dann sollte der Brummpegel auch bei Verwendung von Lautsprechern mit hohem Wirkungsgrad kein Problem sein.

  In der dritten Bauphase wurde die Steuerstufe zusammengebaut. Das Foto zeigt nur einige Widerstände und Kondensatoren, aus denen diese Stufe besteht. Auf der linken Seite sehen Sie auch den Leistungsfilter dieser Stufe (4,7 kΩ Widerstand und 56 uF Kondensator). Der Start dieser Verstärkerstufe brachte keine Überraschungen.

  Wie Sie in der beigefügten Zeichnung sehen können, ist die Versorgungsspannung der Stufe geringfügig höher als die Nennspannung (350 ... 360 V), da der RC-Filter mit der Spannungsstufe (noch nicht zusammengebaut) nicht belastet ist. Daher ist der Ruhestrom der Steuerstufe geringfügig höher als angenommen, was jedoch den ordnungsgemäßen Betrieb des Systems nicht beeinträchtigt. Der Ruhestrom und die Anodenspannung beider Zweige sind aufgrund der Divergenz der Parameter beider Trioden nicht gleich. Da es sich um eine Differenzverstärkerkonfiguration handelt, ist es nicht möglich, diese Ströme auszugleichen, ohne die Symmetrie für die variable Komponente zu unterbrechen. Die Schrittbedienung für ein Wechselsignal ist normal (perfekte Symmetrie). Die gemessene Spannungsverstärkung beträgt 17 (etwas mehr als in früheren Schätzungen gezeigt).

  In der letzten Stufe des Startens des Verstärkers wurden die Spannungsstufe und der Phasenteiler zusammengebaut und in Betrieb genommen. Oben auf dem Foto sehen Sie ein Potentiometer zum Einstellen des Ruhestroms der ersten Triode (um eine Anodenspannung zu erhalten, die genau halb so hoch ist wie der Wert der Versorgungsspannung der ersten Stufe).

  Die Abbildung zeigt die Spannungen und Ströme an einzelnen Punkten im System. Die Elemente, die die Amplitudenphasenkennlinie (C3 und R13) kompensieren, werden erst ausgewählt, nachdem die negative Rückkopplungsschleife geschlossen wurde. Der Betrieb des Systems für die variable Komponente des Signals ist korrekt. Die gemessene Spannungsverstärkung der ersten Stufe beträgt 9,78 und der Phasenteiler beträgt 0,87 (in jedem Zweig). Aufgrund der sehr guten Filterung der Versorgungsspannung (Netzwelligkeit ist nicht messbar) ist es schwierig, die gewünschte Leistung des Aikido-Verstärkers zu beobachten und zu messen (Funktionsprinzipien finden Sie auf der Seite "Eingangsstufe"). Möglicherweise wird die Schaltung später auf das traditionelle Williamson-Design vereinfacht (Vergleichstests sind erforderlich). Die gesamte in einem offenen Regelkreis getestete Schaltung erzeugt am Ausgang ein geringes Rauschen und ein Netzbrummen von 1,25 Veff (hörbar im Lautsprecher aus einer Entfernung von ca. 30 cm). Beide Arten von Verzerrungen werden durch Anwenden von globalem Feedback reduziert. Es ist anzumerken, dass das Netzbrummen unmittelbar nach der Aktivierung der Leistungsstufe auf dem gemessenen Niveau blieb. Dies zeigt an, dass sich in der Eingangs- und Steuerstufe keine zusätzlichen Brummquellen befinden.

  Die folgende Abbildung zeigt die Spannungswerte des Testsignals an verschiedenen Stellen der Verstärkerschaltung (grün), die Verstärkungswerte einzelner Stufen (blau) und die Spannungswerte, die einzelne Stufen versorgen (rot). Die Verstärkung des Open-Loop-Verstärkers beträgt 92,5.

Verstärkerstart

  Es wird oft angenommen, dass es für ultra-lineare Systeme ausreicht, den Verstärker mit einer globalen Rückkopplungsschleife mit einer Tiefe von mehreren dB abzudecken. Es sei daran erinnert, dass das implementierte System eine Reihe lokaler Rückkopplungen (in der Eingangsstufe, im Phasenteiler und in der Schaltung des Abschirmgitters der Leistungsstufe) aufweist, die Signalverzerrungen auch ohne die Verwendung globaler Rückkopplungen reduzieren. Eine globale Kopplung ist jedoch beispielsweise erforderlich, um die Ausgangsimpedanz des Verstärkers zu senken.

  Zu diesem Zeitpunkt habe ich eine globale Rückkopplung mit einer Tiefe von 16 dB angenommen, die mit einer Verstärkung im offenen Regelkreis von 92,5 die vollständige Steuerung des Verstärkers gewährleistet, nachdem das Eingangssignal mit einer Amplitude von etwa 1,35 V abgegeben wurde. Bei einem Widerstand in der Kathodenschaltung der ersten Stufe von etwa 600 Ohm wird ein Rückkopplungswiderstand von 10 kOhm benötigt. Es sind auch Frequenzkompensationselemente enthalten, deren Zielwerte zu einem späteren Zeitpunkt des Startens des Verstärkers ausgewählt werden.

  Nach dem Anschließen der Rückkopplungsschleife fand ich keine Schwingungen im akustischen oder supraakustischen Band. Die Netzstörungen und das Brummen nahmen auf ein kaum hörbares Maß ab, das jedoch nicht messbar war. Es stellte sich heraus, dass der Verstärker unterhalb des akustischen Bandes instabil ist. Der Ausgangspegel schwankte unregelmäßig im Bereich von etwa 200 mV mit einer Spitzenfrequenz von 1 Hz bis 2 Hz. Diese "Welligkeit" hatte keinen Einfluss auf die Fähigkeit, das akustische Signal zu übertragen, und gleichzeitig hatte die Steuerung des Verstärkers mit dem Signal keinen Einfluss auf die Amplitude oder Frequenz der Wellenform. Vor weiteren Messungen musste die Ursache dieser Instabilität beseitigt werden.

  Die im System gemessene untere Grenzfrequenz des Transformators mit einer Ausgangsleistung von 1 W beträgt etwa 5 Hz (bei Tests unter der Frequenz von 6 Hz hatte die Ausgangswellenform bereits sichtbare Verzerrungen aufgrund der Sättigung des Transformatorkerns). Es ist der dominierende Pol des Systems. Die nächsten drei Pole der Schaltung kommen von den RC-Elementen, die die Verstärkerstufen koppeln, und liegen im Bereich von 1,5 Hz. Bei etwa 1 Hz erreicht die Phasendifferenz zwischen dem Ausgang und dem Eingang des Verstärkers 180 Grad bei immer noch hoher Verstärkung im offenen Regelkreis. Dies führt dazu, dass das System unregelmäßig um 1 Hz schwingt. Die Lösung des Problems wird die gegenseitige Trennung der Pole und die Verringerung der Verstärkung im offenen Regelkreis für Frequenzen unter 16 Hz sein. Ich habe folgende Änderungen am Verstärker vorgenommen:

1. Änderung des Wertes der Steuer- und Leistungskopplungselemente (R42 = R43 = 220 kΩ, C17 = C18 = 0,047 uF). Dies schafft einen neuen dominanten Pol für 16 Hz.

2. Hinzufügen eines 10uF-Kondensators zur Eingangsschaltung. Dies ermöglicht den effizienten Betrieb des Aikido-Systems für Frequenzen unter 1 Hz (Grenzfrequenz 0,016 Hz) und macht den Pol dieses Grades irrelevant.

3. Ändern des Kapazitätswerts des C25-Kondensators im Leistungsfilter der ersten Stufe von 22 uF auf 100 uF. Dies reduziert den langsam variierenden Leistungsschwimmer um 1 Hz (neue Filtergrenzfrequenz 0,16 Hz).

  Die Änderung Nr. 1 ist wichtig, um die Stabilität des Systems zu gewährleisten. Die Verringerung der Zeitkonstante der RC-Elemente, die die Ausgangsstufe koppeln, hat noch einen weiteren gewünschten Effekt - eine schnellere Wiederherstellung des Verstärkers aus dem Überlastzustand (wenn die Spannung an der Steuerung anliegt) Das Gitter überschreitet das Kathodenpotential und der mit dem momentanen Gitterstrom geladene Kondensator C17 muss sich dann über den Widerstand R42 entladen.

  Bei vielen in Serie hergestellten Röhrenverstärkern war die Grenzfrequenz der letzten RC-Einheit ziemlich hoch eingestellt: 7 Hz (Altec Lensing, Audio Innovations, Heathkit, Jolida) oder 16 Hz (Eico, Grommes). Dies lieferte eine ausreichende Niederfrequenzstabilität für Systeme mit zwei oder mehr kapazitiven Kopplungsstufen. Andererseits bieten viele im Internet veröffentlichte Williamson-Schaltungen (einschließlich der bekannten Schaltung von Practical Electronics) sicherlich keine ausreichende Stabilität unterhalb des akustischen Bandes (zumindest wenn der verwendete Ausgangstransformator etwas schlechtere Parameter aufweist als das von die Firma "Partridge").

  Die obige Abbildung zeigt die Amplituden- und Phaseneigenschaften des Concertino-Verstärkers in einer offenen Schleife (für Frequenzen <30 Hz). Unter Verwendung von 16 dB tiefem globalem Feedback erhielt ich einen Phasenabstand von etwa 45 ° und einen Gewinnabstand von 8 dB. Nachdem ich die Schaltung stabilisiert hatte, konnte ich endlich den Rauschpegel am Ausgang des Verstärkers messen. Das Messgerät zeigte etwa 0,2 mVrms. Nach dem Test der Abschirmung des Lautsprechertransformators fiel der Geräuschpegel auf 0,1 mV. Das Netzbrummen war praktisch unhörbar, selbst wenn das Ohr direkt am Lautsprecher angebracht war.

  Jetzt ist der richtige Zeitpunkt, um zu entscheiden, ob die Aikido-Eingangsschaltung einen praktischen Vorteil gegenüber der typischen Williamson-Eingangsstufe hat. Um Fehler zu reduzieren, habe ich gleichzeitig Messungen durchgeführt (Aikido-Schaltung in einem Kanal, Williamson-Schaltung im anderen, Kanalwechsel während der Tests).

  In allen Tests zeigte die Aikido-Schaltung ihre Überlegenheit, indem sie ein Messergebnis im Bereich von 0,15 bis 0,22 mV lieferte, während das Williamson-System im Bereich von 0,24 bis 0,50 mV (das Ergebnis war immer 2 bis 8 dB schlechter als das im Nachbarkanal). Bei Verwendung der Transformatorabschirmung verringerte sich der Rauschwert für das Aikido-System auf etwa 0,115 mV und für das Williamson-System auf 0,175 mV. Diese Unterschiede entscheiden eindeutig über den Sinn der Verwendung des Aikido-Systems.

  Der Williamson-Verstärker wird wahrscheinlich auch im Hochfrequenzbereich eine angemessene Kompensation erfordern. Ich schätze die Grenzfrequenz des von mir verwendeten Lautsprechertransformators auf etwa 70 kHz. Dies ist der niedrigste Pol über dem akustischen Band. Die nächsten Pole kommen von der "oberen" Hälfte der Steuerstufe (110 kHz), der Eingangsstufe (800 kHz), der Leistungsstufe (1,5 MHz) und der "unteren" Hälfte der Steuerstufe (2 MHz). Bei angemessener Kompensation sollten die letzten drei für die Stabilität des Systems nicht wichtig sein.

  Ohne Kompensationselemente kann eine Schleifenverstärkung A * b von 1 irgendwo um 200 kHz und eine Phasenverschiebung von etwa 150 ° erwartet werden. Dies sollte die Stabilität des Verstärkers mit einer angeschlossenen Widerstandslast und möglicherweise auch ohne eine angeschlossene Last gewährleisten (dann spielt die an den Ausgang angeschlossene Zobel-Schaltung die Rolle der Last für hohe Frequenzen). Tests zeigten die wahre Stabilität des Verstärkers mit einer Widerstandslast und die relative Stabilität ohne angeschlossene Last (der Verstärker oszillierte, wenn er von einem Signal angesteuert wurde).

  Es ist jedoch zu erwarten, dass die Ziellast (Lautsprecher mit einer elektrischen Frequenzweiche am Eingang) einen viel größeren Stabilitätsspielraum erfordert. Der Anschluss eines Lautsprechers an den Ausgang des Verstärkers führte zu Schwingungen mit einer Frequenz von weniger als 200 kHz. Ein ebenso störender Effekt wurde erzeugt, nachdem eine Last in Form eines 0,22 uF-Kondensators angeschlossen wurde - vierzehn Millisekunden-Oszillationspakete bei 185 kHz mit einem Abstand von neun Millisekunden zwischen den Paketen. Der Verstärker benötigt zweifellos eine Frequenzkompensation für die Stabilität, unabhängig von der Art der angeschlossenen Last.

  Die Elemente R13 und C3 führen eine Verzögerungskompensation im Bereich oberhalb des akustischen Bandes ein. Mit den in der Abbildung gezeigten Werten erzeugt die Schaltung einen neuen dominanten Pol für f = 23 kHz und Null für f = 110 kHz. Der nächste Pol liegt bei f = 70 kHz, wobei die Verstärkung im offenen Regelkreis auf etwa 20 (26 dB) abfällt und die Phasenverschiebung etwa 120 ° beträgt. Der dritte Pol bei f = 110 kHz wird durch die von der Kompensationsschaltung kommende Null eliminiert. Auf diese Weise behält der Abfall der Charakteristik eine Steilheit von 12 dB / Okt bis zum vierten Pol bei, etwa f = 800 kHz. Etwas oberhalb der Frequenz des anderen Pols (ca. 90 kHz) befindet sich der Punkt, für den die Schleifenverstärkung A * b = 1 ist. Die Phasenverschiebung an diesem Punkt beträgt ungefähr 130 °. Ein Phasenabstand von 50 ° sollte die bedingungslose Stabilität des Verstärkers gewährleisten.

  Die in der Abbildung gezeigte Beschleunigungskompensation beeinflusst die Durchlässigkeitsfunktion [b] der Rückkopplungsschaltung. Der Wert von C7 = 56pF setzt den Pol für f = 130 kHz in diese Funktion und Null für f = 11 MHz. Diese Kompensation ist nicht erforderlich, da die Verzögerungskompensation bereits eine ausreichende Systemstabilität gewährleistet hat. Dies wird jedoch aufgrund der Tatsache angezeigt, dass der Betrieb der Rückkopplungsschleife für höhere Frequenzen "beschleunigt" wird und weil er die Überkreuzungen und Schwingungen in den wiedergegebenen Impulsen verringert. Ein zu hoher Kondensatorwert kann jedoch den Verstärker destabilisieren.

  In der Praxis sollten die Werte der Kompensationselemente des Verstärkers experimentell überprüft werden, um die erforderliche Systemstabilität zu erhalten, da die im System auftretenden Phänomene etwas komplexer sind. Ich habe die von Patrick Turner in der Newsgroup rec.audio.tubes oft beschriebene Methode verwendet.

  Im ersten Schritt sollte mit dem angenommenen Wert des C7-Kondensators in der Rückkopplungsschaltung (aktuell ausgewählter Wert von 47 pF) die C3-Kapazität der nacheilenden Kompensationsschaltung ausgewählt werden. Wenn der Verstärker nur mit einer Kapazität im Bereich von 10 nF ÷ 4,7 uF geladen wird, wird abhängig von der angeschlossenen Last eine Spitzenfrequenz für die Übertragungseigenschaften des Verstärkers erhalten. Die Kapazität von C3 muss groß genug sein, um sicherzustellen, dass die Spitze im Verhältnis zum Nennpegel (gemessen bei 1 kHz) niemals +6 dB überschreitet und dass sich die Übertragungscharakteristik im akustischen Bereich (f <20 kHz) nicht um mehr als 1,5 unterscheidet dB vom Nennwert. Diese Bedingungen wurden vom C3-Kondensator mit einer Kapazität von 680 pF (der maximal gemessene Peak von + 4,77 dB bei f = 71 kHz und dem an den Ausgang angeschlossenen 1 uF-Kondensator) erfüllt. Die Verwendung eines Wertes von C3 = 680 pF begrenzt die Bandbreite des Verstärkers im offenen Regelkreis auf f = 17 kHz (gemessener Wert). Eine höhere Kapazität trägt zu einer noch besseren Stabilität der Verstärkerschaltung bei, verringert jedoch den Rückkopplungseffekt dort, wo er noch benötigt wird (unter 10 kHz).

  Im zweiten Schritt wird der Widerstandswert R13 der Verzögerungskompensationsschaltung ausgewählt. Finden Sie den maximalen Widerstandswert, bei dem der Verstärker unabhängig von der angeschlossenen Last nicht schwingt (Nennwiderstand, kapazitiv, induktiv, keine Last). Die Tests sollten in Abwesenheit eines Signals und durch Steuern des Verstärkers mit einem Rechtecksignal unterschiedlicher Amplitude durchgeführt werden. In meinem Fall beträgt der Maximalwert von R13 4 kΩ.

  Bei der Suche nach dem Maximalwert wird auch geprüft, für welchen R13-Wert die optimale Form der übertragenen Wellenform auftritt (minimale Impulsverschiebung, minimale Schwingung, maximale Steigung). Letztendlich habe ich mich für den Wert R13 = 3kΩ entschieden.

 

8Ω Last; f = 4800 Hz; 1 V / Div; 50us

1uF Last; f = 4800 Hz; 1 V / Div; 50us

  Im letzten Schritt wird geprüft, für welchen Wert des C7-Kompensationskondensators eine gute Dämpfung von Schwingungen in der Hüllkurve von Rechteckimpulsen (sogenanntes Brummen) erhalten wird. Hierbei ist Vorsicht geboten, da eine übermäßige Erhöhung dieser Kapazität unter bestimmten Betriebsbedingungen zu einem Verlust der Stabilität des Verstärkers führen kann. Wenn der angegebene C7-Wert erheblich von dem zuvor angenommenen abweicht, sollte der zulässige Wert des R13-Widerstands erneut überprüft werden. All dies ist einfacher zu beschreiben als zu tun. Das gesamte Verfahren ist mühsam, führt jedoch zu einem guten Stabilitätsspielraum im Verstärker. Wir bekommen einen bedingungslos stabilen Verstärker, der:

  Ein guter Test besteht darin, den maximalen Rückkopplungswert zu ermitteln, bei dem der Verstärker noch stabil ist. In meinem Fall kann der Rückkopplungswiderstand ohne Anzeichen von Schwingung am Ausgang des Verstärkers auf 1,6 kΩ reduziert werden. Dies ergibt eine Rückkopplungsschleifentiefe von 28,3 dB. Es ist daher davon auszugehen, dass der Verstärker mit Widerstandslast eine ausreichende Verstärkungsspanne von 12,4 dB aufweist.

Durch Klicken mit der Maus auf das Bild wird das endgültige Concertino-Verstärkerschema mit allen oben beschriebenen Korrekturen geöffnet.

Vorverstärkerpuffer

  Der Vorverstärkerpuffer spielt eine zusätzliche Rolle, die nicht direkt mit der Röhrenverstärkerschaltung zusammenhängt, und ist daher nicht im Hauptdiagramm enthalten. Die Funktion des Puffers besteht darin, den für den externen Subwoofer bestimmten geregelten Signalausgang von der Eingangsschaltung der ersten Verstärkervakuumröhre zu trennen. Dies ist die einzige Schaltung, die Halbleiterkomponenten enthält (und obwohl ich nichts Falsches daran sehe, sie zu verwenden, bleibt die Hauptverstärkerschaltung frei von ihnen, so dass sie den vor einem halben Jahrhundert verwendeten Schaltungen so weit wie möglich ähnelt).

  Das Signal vom Schieberegler des Lautstärkepotentiometers wird dem Eingang des nichtinvertierenden Verstärkers zugeführt, der aufgrund des hohen Eingangswiderstands in dieser Konfiguration (ca. 1e12Ω) garantiert, dass der Puffer das Eingangssignal des Röhrenverstärkers nicht beeinflusst. Die Pufferverstärkung beträgt ca. 16 dB. Mit dem Eingangssignal mit einer Amplitude von 1,6 V (das maximale Signal, das keine Überlastung des Röhrenverstärkers verursacht) erhalten wir ein Signal mit einer Amplitude von 10,3 V am Ausgang des Puffers, sodass es im Betriebsbereich des Operationsverstärkers liegt mit einer Versorgung von ± 12V.

  Das System wird von einem zusätzlichen kleinen Netzwerktransformator mit einer Sekundärspannung von 2 x 12 V gespeist. Da das System nur wenige Elemente enthält, wurde es auf einer universellen Leiterplatte montiert.

Parameter

Sofern nicht anders angegeben, wurden Messungen mit einer ohmschen Widerstandslast von 8 W ohne Transformatorabschirmung durchgeführt.

Leistungsbandbreite gemessen auf 4 verschiedenen Ebenen. Das Sternchen in der Grafik gibt den Punkt an, an dem der Verzerrungspegel aufgrund der Sättigung des Ausgangstransformators stark ansteigt.

Ungleichmäßigkeit der Übertragungseigenschaften im akustischen Band. Der 0-dB-Pegel entspricht einer Leistung von 1 W bei einer ohmschen Last von 8 Ω.

Eingangs- Ausgangsphaseneigenschaften (P = 1 W).

Oberschwingungsverteilung am Verstärkerausgang für ein sinusförmiges Signal f = 1 kHz, P = 1 W. Die gesamte harmonische Verzerrung THD = 0,025%.

Gesamte harmonische Verzerrung als Funktion der Ausgangsleistung (f = 1 kHz).

Der Koeffizient der harmonischen Verzerrung als Funktion der Frequenz (P = 0,2 W).

Der Koeffizient der harmonischen Verzerrung als Funktion der Frequenz (P = 1 W).

Der Koeffizient der harmonischen Verzerrung als Funktion der Frequenz (P = 5W).

Der Koeffizient der harmonischen Verzerrung als Funktion der Frequenz (P = 25 W).

Das Spektrum der Intermodulationsverzerrungen (f1 = 17 kHz, f2 = 18 kHz).

Das Spektrum der Intermodulationsverzerrungen (f1 = 1 kHz, f2 = 1,1 kHz).

Das Spektrum des Signals am Ausgang des Verstärkers bei Ansteuerung mit einer Sinuswelle (f = 1 kHz, P = 1 W).

Das Spektrum von Rauschen und Verzerrungen am Ausgang des nicht angesteuerten Verstärkers (ungewichtete Messung).

Das Spektrum von Rauschen und Verzerrungen am Ausgang des ungeregelten Verstärkers (gewichtete Messung - ANSI A).

Der Effekt einer leichten Verzerrung des Verstärkers bei Ansteuerung mit einer sinusförmigen Wellenform mit einer Frequenz von 20 Hz und einer großen Amplitude und einer Wellenform mit einer Frequenz von 1 kHz und einer kleinen Amplitude. Der Verstärker zeigt keine Anzeichen von Verstopfung. Der Eingangspegel beträgt 113% des Maximalwerts, um den Verstärker nicht zu verzerren.

Der Effekt einer starken Verzerrung des Verstärkers mit der Eingangswellenform wie im obigen Bild. Der Verstärker zeigt nicht mehr als die Hälfte der Periode der Signalwellenform Verstopfungserscheinungen. Der Eingangspegel beträgt 145% des Maximalwerts, um den Verstärker nicht zu verzerren.

Links und Galerie

Hauptressourcen für das Design des Verstärkers:

Ausrüstung und Software, die während der Messungen verwendet werden:

Marcin Sławicz

(Materiał opublikowany na www.fonar.com.pl w 2005r .)